2.4 MOSFET在开关电源中的应用

我们知道开关电源都有一个重要的组成部分——开关，它是通过反复的断开和闭合来实现控制输出电压的。那么我们在现实中可以选择机械开关，实现一个开关的动作。为了便于大家理解，很多开关电源的示意图都选择用一个机械开关的图标，结果让很多学习者产生了误解。但是我们知道如果让开关电源正常工作，需要让其开关的频率在几千赫兹至几兆赫兹的范围，这是机械开关无法做到的。我们在实际电路的设计过程中会使用“电开关”，即MOSFET。如图2.17所示，MOSFET 有两种，分别是N-MOSFET（N 沟道MOSFET）和P-MOSFET（P沟道MOSFET），我们一般选择N沟道MOSFET作为开关电源的开关管。

在图2.17中，G是GATE的缩写，中文称作栅极；S是Source的缩写，中文称作源极；D是Drain的缩写，中文称作漏极。G极是控制端，它的电压高低，决定了电流流经D极到达S极的电流大小。

2.4.1 开关管为什么选MOSFET而非三极管

晶体管和MOSFET都可以起到“电开关”的作用，两者的特性差异决定了我们选择MOSFET作为开关电源的开关管。场效应晶体管（Field Effect Transistor，FET），在很大程度上与双极性结型晶体管（Bipolar Junction Transistor，BJT，简称三极管）的很多应用场景相似。有些控制开关的应用场景中，两者甚至可以相互替代，但是两者的不同导致了应用场景的不同和使用时的特性（频率、功耗等）不同。

1．两者的基本物理模型不相同

三极管的理想模型是电流控制电流源，场效应管的理想模型是电压控制电流源，如图2.18所示。

2．输入阻抗不同

三极管是电流控制器件，通过控制基极电流达到控制输出电流的目的。因此，基极总有一定的电流，故三极管的输入电阻较低；场效应管是电压控制器件，其输出电流决定于栅源极之间的电压，栅极基本上不取电流，因此，它的输入电阻很高，可高达10 9 ～10 14 Ω。高输入电阻是场效应管的突出优点。

3．完全导通（饱和状态）的等效电阻值不同

三极管导通时等效电阻值大，场效应管导通时的等效电阻值较小，只有几十毫欧姆，甚至几毫欧姆。因此，在大功率电路中，一般都用场效应管做开关，它的效率是比较高的。

在实际工作中，常用I B β = V/R作为判断临界饱和的条件。根据I B β = V/R算出的I B 值，只能使晶体管进入初始饱和状态，实际上应该取该值的数倍以上，才能达到真正的饱和。倍数越大，饱和程度就越深。

三极管的集电极（C）和发射极（E）之间可以实现的最小电压差，是一个定值，所以随着电流的增大，功耗就是I CE V CE 。以三极管9013、9012为例，饱和时V CE 小于0.6V，V BE 小于1.2V。图2.19是型号为9013的三极管在环境温度25℃时的特性参数。

饱和区的现象就是两个PN结均正偏。那么V CE（sat） 的最大值，也就是两个二极管正向导通电压的压差，这个压差可能很小，而半导体厂家保证这颗BJT的最大值是0.6V。这个值有可能非常接近于0，但是一般来说与I C 和温度相关。图2.20是某厂商MOSFET的V CE（sat） 曲线。

在一些极限条件下，这个值并不能保证很小。

MOSFET和BJT不同的是，它在完全导通的状态下，体现出是一个稳定的导通电阻（称作R DS（on） ），而不是一个不稳定的压差。导通电阻R DS（on） 是场效应管（MOSFET）的一项重要参数。

R DS（on） 是MOSFET工作（启动）时，漏极D和源极S之间的电阻值，单位是欧姆。对于同类MOSFET器件，R DS（on） 数值越小，工作时的损耗（功率损耗）就越小。

对于一般晶体管，消耗功率用集电极饱和电压（V CE（sat） ）乘以集电极电流（I C ）表示：

对于MOSFET，消耗功率用漏极源极间导通电阻（R DS（on） ）计算。MOSFET消耗的功率P D 用MOSFET自身具有的R DS（on） 乘以漏极电流（I D （的平方表示：

由于消耗功率将变成热量散发出去，这对设备会产生负面影响，所以电路设计都会采取一定的对策来减少发热，即降低消耗功率。

MOSFET的发热原因是导通电阻R DS（on） ，所以很多高性能的MOSFET的R DS（on） 在1mΩ级以下。

与一般晶体管相比，MOSFET的消耗功率较小，发热也小，所以也更适合做开关电源的开关管。

2.4.2 MOSFET的关键参数

本小节我们从应用的角度，来选择一个开关的器件，然而选择了一个MOSFET之后，它并不是一个完全理想的开关器件。通过其不理想的地方，来理解它的一些关键参数。

在开关电源中选择增强型N-MOSFET时，希望它是一个理想的开关，如图2.21所示。理想开关要么完全打开（打开时，电阻值为∞），要么完全闭合（闭合时，电阻值为0），而且打开和闭合的过程是瞬间完成的，不需要过程时间。

首先在完全“开”和完全“关”的状态，MOSFET就是不理想的，这里涉及MOSFET的几个参数。

1. I DS （S 零栅压漏极电流）

I DSS 是指当栅源电压为0时，在特定的漏源电压下漏极到源极之间的泄漏电流。即在MOSFET完全“打开”的状态，栅极（G极）和源极的压差为0的时候，有漏电流通过MOSFET。也就是说，MOSFET在截止的时候没那么理想，会“漏电”，如图2.22所示。

既然泄漏电流会随着温度的增加而增大，所以I DSS 对在室温和高温下都有规定。漏电流造成的功耗可以用I DSS 乘以漏源之间的电压计算，通常这部分功耗可以忽略不计。特别是对于大功率开关电源，这点功耗在总功耗中的比例非常小。

2. R DS（on （（导通电阻）

R DS（on） 是MOSFET充分导通时漏极-源极之间的等效电阻。

我们刚刚说的在开关完全闭合时，电阻不为0，有一个小电阻就是这个R DS（on） 。在非饱和状态，DS之间的电压是随着栅极偏置电压V GS 的提高而降低的，到饱和导通状态时达到最低值。在饱和导通状态，如果忽略温度的变化，R DS（on） 几乎不受漏极电流的影响。换言之，一定温度条件下，饱和导通的MOSFET的R DS（on） 几乎是一个定值。

根据欧姆定律不难明白，R DS（on） 是MOSFET导通功耗的决定性因素。低电压规格的MOSFET的R DS（on） 很低，这就意味着在开关状态下，低电压规格的MOSFET的自身功耗很低，这也是MOSFET近年来发展迅速的主要原因之一。

R DS（on） 越大，开启状态时的损耗越大。因此，要尽量减小MOSFET的导通阻抗：

导通时的损耗为：

R DS（on） 是一个非常重要的参数，决定了MOSFET导通时的消耗功率。此参数一般会随结温的上升而有所增大。故应以此参数在高工作结温条件（最恶劣条件）下的值作为损耗及压降计算。R DS（on） 随壳温变化的曲线如图2.23所示。

在MOSFET的制造工艺中，为了获得更低的R DS（on） ，会牺牲其他的性能，如DS之间的击穿电压V （BR）DSS 。R DS（on） 与击穿电压V （BR）DSS 之间的关系如图2.24所示。

R DS（on） 越小的器件，所制作的开关电源的效率越高。但耐压高的MOSFET，其R DS（on） 也大，所以限制了R DS（on） 的MOSFET在高电压开关电源中的应用。另外，漏极电流I D 增加，R DS（on） 也略有增加；栅压V GS 升高，R DS（on） 有所降低。一般MOSFET在器件资料的显著位置给出的R DS（on） 值，均是指在特定的测试条件下的值。对于器件资料中标定的R DS（on） ，一般是在特定条件下测试的结果：一般V G （S 一般为10V）、结温及漏极电流在特定条件下，MOSFET导通时漏源间的最大阻抗。

3. V GS（th） 或V GS（off （（阈值电压）

如果我们把MOSFET看成是一个开关，则控制这个开关的打开或闭合，也是需要一定的条件的，并不是一点能量都不需要就可以对MOSFET进行控制。这个控制的条件就是V GS（th） 或V GS（off） ：阈值电压。

V GS（th） 是能使漏极开始有电流的栅源电压，或关断MOSFET时电流消失时的电压。当外加控制栅极-源极之间的电压差V GS 超过某一电压值，使得这个开关开始打开时，该值表示为V GS（th） 。器件厂家通常将漏极上的负载短接条件下漏极电流I D 等于1mA时的栅极电压定义为阈值电压。MOSFET的V DS =10V、I D =1mA时的栅极电压如图2.25所示。

一般来讲，短沟道MOSFET的漏极和源极空间电荷区对阈值电压的影响较大，即随着电压增加，空间电荷区伸展，有效沟道长度缩短，阈值电压会降低。因为工艺过程可影响V GS（th） ，故V GS（th） 是可以通过改动工艺而调整的。当环境噪声较低时，可以选用阈值电压较低的开关管，以降低所需的输入驱动信号电压。当环境噪声较高时，可以选用阈值电压较高的开关管，以提高抗干扰能力。阈值电压一般为1.5～5V。

结温对阈值电压有影响，大约结温每升高45℃，阈值电压会下降10%，V GS（th） 的变化范围是规定好的。V GS（th） 是负温度系，当温度上升时，MOSFET将会在比较低的栅源电压下开启，如图2.26所示。

早期几乎没有低V GS（th） 的MOSFET，一般用单片机控制电源通断的电路都需要先通过一个三极管转成高压控制信号再控制MOSFET。但是随着低V GS（th） 的MOSFET的普及，现在可以直接对MOSFET进行控制。

4．结电容

因为是半导体，所以就有PN结；有PN结，就有结电容。从宏观上看，结电容可以等效到MOSFET三个电极之间的电容，如图2.27所示。

尽管结电容的电容量非常小，但对电路稳定性的影响却是不容忽视的，如果处理不当往往会引起高频自激振荡。更为不利的是，栅控器件的驱动本来只需要一个控制电压而不需要控制功率，但是工作频率比较高的时候，结电容的存在会消耗很大的驱动功率，频率越高，消耗的功率越大。

考虑到MOSFET极间等效电容的存在，在设计开关电源的时候，我们通常需要加粗Gate极的PCB走线。确保在开关的过程中，即使驱动MOSFET的瞬间电流比较大，也有足够的通流能力。

MOSFET的数据手册中常见的电容参数包括输入电容（C iss ）、输出电容（C oss ）和反向传输电容（C rss ）。这些参数与MOSFET的栅-漏电容（C GD ）、漏-源电容（C DS ）和栅-源电容（C GS ）有关，但没有直接列出C GD 和C GS 的值。

●C iss ：输入电容是从栅极到源极的总电容（我们一般通过控制G极和S极之间的电压V GS 作为输入，所以对于这个输入电压的电容来说，交流模型我们记为V GS ），包含了C GS 和C GD 的一部分，定义为

●C oss ：输出电容是从漏极到源极的总电容，包含了C DS 和C GD 的一部分，定义为

●Crss：反向传输电容也被称作米勒电容，这个电容影响米勒平台的时间。反向传输电容是从栅极到漏极的电容，定义为

2.4.3 MOSFET打开的过程

由于寄生电容的存在，所以MOSFET作为一个开关管在工作的时候，其打开的过程并不顺利。为了能够观察到一些瞬态现象，我们用Saber软件搭建了一个仿真电路，如图2.28所示。

将驱动信号设置为一个接近理想的脉冲信号，如图2.29所示。

在仿真软件中，我们把这个脉冲信号源设置为高电平8V，上升时间为0.1ms，下降时间为0.1ms，为了便于观察，把脉冲宽度设置为3ms，周期为20ms。从时域上可以看到，这个脉冲驱动信号基本上是一个理想的方波形状。

为了加大MOSFET寄生电容对打开过程的影响，我们在理想的MOSFET模型的三个极之间增加了三个电容。我们选择比较大的容值，以便在波形上更明显地体现出其特性。特别是C GD 的选值比较大，这样V GS 的特性从时域上观察更加明显，就是上升的过程中有个台阶，如图2.30所示。

在MOSFET打开和关闭的过程中，将会涉及以下几个变量。

V th ——MOSFET的G极和S极之间开启的阈值电压（Gate-Source Threshold Voltage），这个阈值电压，完整的标记为V GS（th） ，是MOSFET的重要参数之一，一般简单标记为V th ，定义为可以在源极和漏极之间形成导电沟道的最小栅极偏压。在描述不同的器件时，它具有不同的参数。

V GP ——米勒台阶电压，是指在MOSFET开关过程中，栅极电压在一定时间内保持稳定的电压值。在这个时间段内，栅极电压不随着栅极电流的变化而变化。

V DD ——MOSFET关断时D极和S极之间施加的电压。

MOSFET从闭合到完全导通可以分为下面几个阶段。

（1）第一阶段（t 1 ）：在V GS 还没到来之前的阶段，此时MOSFET完全没有导通，电路本质就是一个RC充放电电路，如图2.31所示。

这个阶段I D （D极电流）还等于0，也就是说MOSFET一点也没打开，处于截止状态。V GS 的上升曲线就是一个RC充放电的上升曲线。

（2）第二阶段（t 2 ）：这时MOSFET开始“松动”了，也就是I D 开始增加，大于0。I D 开始按照一个压控电流源的形式和一定的斜率线性增加。第二阶段V GS 正常上升，I D 的增加对它没有大的影响。I D 的增加由MOSFET的一个放大区的特性决定，就是这个压控电流源的跨导。MOSFET在这个阶段有漏极电流开始流过，V DS 仍然保持V DD 。

此上升斜坡持续直至第二阶段的结束时刻，电流I D 达到饱和或达到负载最大电流，故V GS 会一直上升到达米勒平台电压V GP ，此时已经是第二阶段结束时刻，之后就会进入第三阶段。在MOSFET选定的情况下，具体米勒平台电压值V GP 跟I D 的值相关。第二阶段示意图和波形图如图2.32和图2.33所示。

（3）第三阶段（t 3 ）：该阶段MOSFET工作于饱和区，V GS 被限制于固定值（MOSFET的传输特性）。故在此期间C GS 不再消耗电荷，驱动电流转而流向C GD 并给其充电。V DS 由几乎高压变成0，这个过程C GD 的两端极性反转，所以I G 给C GD 充电所需要的电荷比较大。在此区间由于V DS 变化很大，虽然相对于C GS 而言C GD 很小，但I G 在C rss 上消耗的电荷却是一个不可忽略的数量。随着V DS 下降，MOSFET逐渐进入于可变电阻区。开关控制的电压越大，则V DS 的电压越大，第二阶段至第三阶段的时间越长。第三阶段的波形图如图2.34所示。

（4）第四阶段（t 4 ）：在I G 的继续充电下，V GS 又进入线性上升阶段。这时候漏极电压下降至V DS =I D R DS（on） ，此时MOSFET的工作状态进入了电阻区，栅极电压不再受漏极电流影响自由上升。V GS 平台的结束及第二次上升斜坡的开始表明器件在此时已完全开通。第四阶段时栅极电压等于驱动电路提供的电压。第四阶段的波形图如图2.35所示。

实际上，对一个功率MOSFET而言，很高的开关频率是难以达到的，因为存在寄生电容。寄生电容导致一个决定有限频率的时间常数，即

式中：C iss = C GS + C GD ；R G = R Gint + R Gext 。

R Gext 是指在外部电路中与MOSFET栅极串联的电阻，是由设计者在驱动电路中添加的电阻。

R Gint 是指MOSFET内部的栅极电阻。它包括了MOSFET结构中的寄生电阻，例如半导体材料的电阻、接触电阻等。

因为在实际应用中总是存在感性负载，所以现在讨论在感性负载条件下的开关特性。图2.36为感性负载下MOSFET的导通波形图。要估算MOSFET打开的三个时段（开通延时时间t d 、上升时间t ri 和t fv ），需要详细了解MOSFET的栅极驱动和开关行为。以下是每个时段的定义和估算方法。

（1）开通延时时间t（d t 1 ）：从施加栅极驱动信号到漏极电流开始显著上升的时间。这段时间内，栅极电压从0上升到阈值电压V th 。

V th 是MOSFET的阈值电压。

C GS 是栅极G和源极S之间的电容。

C GD 是栅极G和漏极D之间的电容。

I G（on） 是栅极驱动电流。

（2）上升时间t r （i t 2 ）：从漏极电流开始上升到达稳定状态（通常为最大电流的90%）的时间。这段时间栅极电压从阈值电压V th 上升到接近驱动电压。

其中，V GG 是驱动栅极的电压。

（3）t f （v t 3 ）:V DS 电压下降时间，即漏源电压下降的时间。当续流二极管开始承受电压时，MOSFET上的电压下降，米勒电容（C GD ）开始充电。

综合上述时间，可以得到MOSFET打开的总时间：

这些公式只是近似估算，实际情况中可能会受到寄生参数、电路布线、电感等其他因素影响，因此实际测量数据和仿真是精确估算的必要手段。

2.4.4 为什么选择增强型MOSFET做开关管

前文介绍的场效应管，是众多场效应管中的一种。它是一种在开关电源或控制电路中使用最多的MOSFET，它的名称是增强型MOSFET（即N沟道MOSFET），其图标如图2.37所示。

实际上，几乎所有的模拟电路的书籍在写到“场效应管”的时候，都会从JFET开始讲起，然后讲耗尽型场效应管，最后再讲增强型场效应管。有的还会讲一些发展历史，重点分析的也是“小信号”放大模型。

但是到实际的工作岗位中会发现，可能有十几年工作经验的硬件工程师在电路设计中只使用过增强型MOSFET。这是为什么呢？

1．为什么选择MOSFET而非JFET作为开关电源的开关管

JFET和MOSFET是两种常见的场效应晶体管类型。它们在一些方面相似，但也有一些重要的区别。

（1）结构：JFET和MOSFET在结构上有所不同。JFET有一个由P型或N型半导体材料形成的单个PN结，而MOSFET则是由一个嵌入在绝缘层上的金属栅极和两个或多个掺杂的半导体区域组成。

（2）构造材料：JFET通常使用硅（Si）或砷化镓（GaAs）等半导体材料制造，而MOSFET主要使用硅（Si）作为基础材料。

（3）控制方式：JFET的导电性能通过调节沟道的厚度来控制，而MOSFET的导电性能则通过调节栅极电压来控制。MOSFET的控制电压在正常操作条件下非常低，因此具有较低的功耗。

（4）输入电阻：JFET的输入电阻非常高，JFET的输入阻抗可以达到几千兆欧姆级别或更高。相比之下，MOSFET在直流和低频的情况下，输入阻抗也很高。但是在高频应用中，MOSFET的阻抗会因为输入电容的影响而急剧下降。

（5）噪声性能：由于JFET具有较高的输入电阻，因此在低频应用中表现出较低的噪声性能。MOSFET在某些方面（如在特定电压下）可能会表现出更好的噪声特性。

（6）温度稳定性：JFET在高温下的温度稳定性较好，而MOSFET在高温下可能表现出一些变化。

从二者的特性来说，JFET常用于低噪声放大器、开关和模拟开关等应用，MOSFET则广泛应用于数字电路、功率放大器、集成电路和开关电源等领域。

数字电路的设计比例越来越高，模拟电路的设计比例越来越少。JFET的主要应用场景是低噪声放大电路，例如，一些“传感器的前置放大电路”中就会选用JFET。

当需要在高输入阻抗、低噪声等特定场景设计放大电路的时候，需要选用JFET。现在很多场景，也可以直接选择低噪声运算放大器去设计电路。随着运放的高速发展，用运放电路完成的放大电路在噪声特性、稳定度、温度特性方面都比用JFET等分立器件去搭建一个电路要好。分立器件搭建的放大电路图如图2.38所示。

MOSFET相对于JFET在开关电源应用中有一些优势，这些优势使其成为更常见的选择。

（1）低导通电阻：MOSFET具有较低的导通电阻，即在导通状态下的电阻非常小。这意味着MOSFET可以在低电压下实现较低的功耗和能量损失。

（2）高开关速度：MOSFET具有快速的开关速度，能够迅速地从导通状态切换到截止状态和从截止状态切换到导通状态。这使得MOSFET适用于高频开关应用，能够处理高频率的电源开关操作。

（3）较高的工作电压：MOSFET通常可以承受更高的工作电压，这使其在高电压应用中更具优势。对于开关电源而言，它们通常需要处理较高的电压范围。

（4）较低的温度依赖性：MOSFET的电流特性对温度的依赖性相对较小，具有较好的温度稳定性。这使得MOSFET在高温环境下能够提供更可靠的性能。

（5）集成度和可靠性：由于MOSFET广泛用于集成电路中，因此在大规模集成电路中使用MOSFET可以实现高度集成的功能。此外，MOSFET的制造工艺已经非常成熟，并且具有较高的可靠性和稳定性。

综上所述，MOSFET在开关电源应用中的低导通电阻、高开关速度、较高的工作电压、较低的温度依赖性及集成度和可靠性等方面的优势，使其成为较为理想的选择。然而，具体选择还要根据应用的要求和性能需求来确定。

2．为什么选择增强型而非耗尽型MOSFET作为开关电源的开关管

数字电路都是单电源工作，即供电范围是0～V CC 。也就是说，在整个电路板上面都是大于0V的信号。

我们一般使用单片机或控制器来控制MOSFET，因为单片机或FPGA等芯片的输出管脚都是正电压。但是MOSFET分为耗尽型、增强型。耗尽型MOSFET是用负压到0V控制的，V GS 曲线如图2.39（a）所示。因此在实际选型的时候，我们很少选择。增强型MOSFET的V GS 曲线如图2.39（b）所示。

图2.39中，V GS 需要到-6V才能把I D 关断为0。如果用这个来控制电流通断的话，就需要V GS 达到负压，对于当前电路来说，整板都以数字电路为主，没有负电压电源的需求。如果为了控制MOSFET专门提供一个负电压电源，对于电路设计的实现来说，非常不方便。因此，耗尽型MOSFET的应用场景更少。

大多数的应用场景是用来控制一个电流通路的开关，所以大家应该深入分析这种应用场景。

电流通路开关控制示意图如图2.40所示。

对于开关电源来说，MOSFET的主要功能也就是一个“开关”。利用开关、电容、电感、二极管可以组成不同的拓扑网络，来实现各种开关形态和我们所期望的升压、降压、升降压等电路。

当然，我们不能只懂增强型MOSFET，耗尽型MOSFET和JFET的基本概念也是需要理解的，不然你无法理解“增强型MOSFET”是怎么来的。正是根据我们的应用场景需求，发明家不断地优化半导体结构，优化出能够适应我们需求的场效应管，让我们能够选择的场效应管更接近于一个“正电压可以控制的低阻抗开关管”。

3．为什么选择N型MOSFET而非P型MOSFET作为开关电源的开关管

在大多数情况下，N型MOSFET通常被优先选择作为开关电源的开关管，而不是P型MOSFET，原因如下。

（1）较低的导通电阻：N型MOSFET通常具有较低的导通电阻，因此能够在导通状态下提供更低的功耗和能量损失。这对于高效的开关电源非常重要。

（2）高电流承受能力：N型MOSFET通常具有更高的电流承受能力，这使得它们适用于高功率的开关电源应用。P型MOSFET的电流承受能力相对较低。

（3）兼容性：在大多数情况下，电源系统中的控制电路通常使用正电压，而不是负电压。因此，N型MOSFET更适合与这些控制电路兼容，因为它们在正电压下工作。

（4）集成电路兼容性：N型MOSFET在集成电路中的使用更为广泛，具有更高的集成度和可靠性。这使得它们在大规模集成电路中更容易实现。

需要注意的是，对于特定的应用和电源系统要求，P型MOSFET也可以作为开关管使用。如果特定应用对P型MOSFET的特性有更好的匹配，那么P型MOSFET可能会成为更合适的选择。因此，在选择开关电源的开关管时，应根据具体应用的要求和设计约束进行评估和选择。

2.4.5 MOSFET的寄生体二极管

在计算开关电源时，同步控制器的MOSFET下管的体二极管在死区时间会起作用，实现死区时间的续流。在计算开关电源的下管的损耗时，需要计算这个体二极管的损耗。非同步Buck和同步Buck电路中的体二极管如图2.41所示。

如果是同步控制器，我们需要计算下管的体二极管在死区时间的导通损耗。如果是非同步控制器，我们则需要计算体二极管在续流时间的所有损耗。表2.1是某器件手册中的体二极管损耗。

二极管的功耗与正向导通电压、开关频率、死区时间、平均电流、相数有关，所以在选择MOSFET时，为了更小的功耗，我们期望MOSFET的寄生体二极管的正向导通电压越小越好。例如，选择体二极管的导通电压更小的MOSFET，选择死区时间更小的控制器MOSFET组合，也可以适当选择开关频率。图2.42是互补PWM的死区时间。

死区时间是指在PWM输出的这个时间，上下管都不会有输出，当然会使波形输出中断，死区时间一般只占周期的百分之几。但是当PWM波本身占空比小时，空出的部分要比死区还大，所以死区会影响输出的纹波，但应该不是起到决定性作用的。

根据导电沟道的不同，MOSFET可以细分为N-MOSFET和P-MOSFET两种。

图2.43是N-MOSFET的示意图，从图中的圆内可以看到，MOSFET在D、S极之间并联了一个二极管。

如图2.44所示，MOSFET除了D、G、S三个极，还有一个Substrate（基底），基底和S极有连接关系，因此MOSFET的电路符号中，会将MOSFET内部指向N沟道的箭头和S极连接在一起。S极与基底短接，导致S极到D极会有一个PN结。很容易看出N-MOSFET里寄生二极管的来源了，S极和D极之间存在一个PN结，等效为寄生体二极管。

非同步的开关电源电路中，上管还是MOSFET，下管是一个二极管。如果上管关闭，就依靠下面那个二极管进行续流。

2.4.6 MOSFET的SOA的具体分析

我们知道开关电源中MOSFET、IGBT（绝缘栅双极型晶体管）是最核心也是最容易烧坏的器件。开关器件长期工作于高电压、大电流状态，承受着很大的功耗，一旦过压或过流就会导致功耗大增，晶圆结温急剧上升，如果散热不及时，就会导致器件损坏，甚至可能会爆炸，非常危险。熟悉和正确使用MOSFET管的SOA分析情况，可以极大限度地提高开关器件的稳定性，并延长开关器件的使用寿命。

什么是SOA？SOA是Safe Operating Area的缩写，有的厂家称之为“Area of Safe Operation（ASO）”，即安全工作区。

安全工作区是由一系列（电压，电流（坐标点形成的一个二维区域，开关器件正常工作时的电压和电流都不会超过该区域。简单地讲，只要器件工作在SOA区域内就是安全的，超过这个区域就存在危险。

1. SOA区域分类

如图2.45所示，MOSFET的SOA区域分为以下5个区域。

（1）A线是由导通电阻R DS（on）max 限制的区域。该区域一般与SOA区域分开讨论。图2.46是某MOSFET器件手册中的R DS（on） 参数。

因为在固定的V GS 电压和环境条件下，功率MOSFET的R DS（on） 是固定的，由于 ，所以这条斜线的斜率为 。

（2）B线是受最大额定电流I D （稳态直流）、I D（pulse）ma （x 脉冲）限制的区域，即I DS 能够承载最大电流限制的线。B线区域如图2.47所示。

需要注意的是，I D（pulse） 是脉冲工作状态的最大电流，通常最大漏极脉冲电流I DM 为连续漏极电流I D 的3～4倍，因此脉冲电流要远高于连续的直流电流。图2.48是2SK3418的I D 和I D（pulse） 参数。

（3）C线是受通道损耗（Channel dissipation或Channel loss，I D 流经DS，这是主要功率产生的功耗）限制的区域，电流和电压的乘积的最大值，即额定功耗限制的线路。

正如我们注意到的那样，这条线带有一个恒定的斜率，但却是一个负斜率。斜率是恒定的，是因为这条SOA功率限制线上的每个点都承载相同的恒定功率，由公式P = IV表示，如图2.49所示。

因此，在这个SOA对数曲线中会产生-1的斜率。负号是因为流过MOSFET的电流随着漏源电压的增加而减少。这种现象主要是由于MOSFET的负系数特性在结温升高时会限制通过器件的电流。

（4）D线是与V DSS 的额定电压相关，受耐压V DSS MAX 限制的区域。

V （BR）DSS ，即漏源击穿电压（破坏电压，有时候叫作BV DSS ），是指在特定的温度和栅源短接情况下，流过漏极电流达到一个特定值时的漏源电压。这种情况下的漏源电压为雪崩击穿电压。V （BR）DSS 是正温度系数，温度低时V （BR）DSS 小于25℃时的漏源电压的最大额定值。在-50℃时，V （BR）DSS 大约是25℃时的漏源电压的最大额定值的90%。

漏源击穿电压V （BR）DSS 限制了器件工作的最大电压范围，在功率MOSFET正常工作中，若漏极和源极之间的电压过度增高，PN结反偏会发生雪崩击穿，为保障器件安全，在MOSFET关断过程及其稳态下必须承受的漏极和源极之间最高电压应低于漏源击穿电压V （BR）DSS 。某器件手册中的V （BR）DSS 参数如图2.46所示。

（5）E线是二次击穿限制，与双极晶体管中的二次击穿区域类型相同，该区域在连续运行或以相对较长的脉冲宽度（几毫秒或更长）打开的条件下出现。这是因为，当工作电压在相同的外加电源线上升高时，工作电流自然降低，但在这个小电流区域，输出传输特性（V GS 、I D 特性）是负温度特性。当该区域变为大电流区域，需要改变正温度特性时，该现象消失。

如图2.50所示，2SK3418的器件资料中，A、B、C、D、E线对应的标注分别是②、①、③、⑤、④。由于功率MOSFET通常用于开关，在正常操作中，它们用于有限区域②。在电路设计中，需要注意控制系统顺序。图2.51显示了当系统的源电源被切断时，电子设备的电源电压和门驱动电压序列的示例。

如图2.51中的实线所示，如果直到电源电压V DD 关闭的下降时间长于栅极驱动电压V GS 的下降时间，则V GS 在图中的周期t 1 处于欠驱动状态，并进入SOA限制区域（4）或（5），因此有必要确认其是否处于安全操作区域。

避免此类操作区域的有效方法是执行顺序控制，以便栅极驱动电压V GS 的下降时间延迟到电源电压V DD 完成下降之后，如图2.51中V GS 的虚线所示。

2. SOA注意事项

当测试的I DSS 值越大，所得到的BV DSS 电压值越高。因此使用不同的测试标准时，实际的性能会有较大的差异。

其中，ΔBV DSS /ΔT J 参数表明了BV DSS 的正温度系数，如图2.52所示。

例如，在不同的工作温度、不同的脉冲电流或脉冲宽度条件下，R DS（on） 的值都会不同。在功率MOSFET的数据手册中通常都提供了温度与R DS（on） 的特征曲线图，如图2.53所示。

从R DS（on） 与温度的关系曲线可见，当结温从25℃升高到110℃时，导通电阻提高了约50%。由于电阻越大，相同电流情况下功耗越大，而额定功耗一定，所以温度越高，R DS（on） 所限制的安全工作区越小。因此，在实际应用中，需要用特定工作环境下的导通电阻限定安全工作区。

同样，I D（max） 、V D（max） 和P D（max） 都需要根据实际工作的环境条件进行降额和修正。

3. SOA实测

MOSFET管的SOA分析及示波器的SOA测试应用非常简单，使用电压、电流探头正常测试开关管的V DS 和I DM ，打开SOA分析功能，对照数据手册的SOA数据设置好示波器的SOA参数即可。

以FCP22N60N这款MOSFET为例，查看数据手册，连续工作模式的相关参数如图2.54所示。