3.5 基于TL494的BUCK稳压限流变换器设计实例

本节将参考TL494数据手册，设计一个BUCK稳压限流变换器，给出设计思路和主要元器件参数的计算和选择方法，最后通过实验验证设计指标。

3.5.1 主要指标参数

电源变换器的指标参数有很多，作为学习和验证实例，本节仅考虑以下几个主要参数：①输入电压10～40V；②输出电压5V；③输出电流1A；④输出纹波电压小于0.05V。

3.5.2 设计思路

根据题意，对电路进行细化的需求分析，列出分析提纲如下：

1）用什么电路结构？例如是线性还是开关变换器？

2）功能细化？例如这里的稳压和限流是什么意思？

3）用什么芯片？根据要求，查看芯片手册看是否符合已知条件的要求。

4）画出电路图，明确各元器件的作用。

5）计算和选择元器件参数。

根据上述提纲，分析结果如下：

1）输出电压低于输入电压，属于降压变换，且输入电压较宽，宜采用开关变换器，确定选择BUCK变换器结构。

2）要求输出电压稳定在5V，额定电流不超过1A，输出电流不超过额定值一定范围（例如30%），电路是安全的。在负载较轻（输出电流未达到1A）时，输出电压稳定在5V；随着负载电阻减小，电流增加达到1A时，如果负载电阻继续减小，则电流最大不能超过1.3A，而电压随之下降。由此可以确定控制电路必须具有对两个采样信号的处理能力（两个误差放大器）。

3）根据输入电压的范围10～40V，满足TL494的工作电压要求（7～40V）；TL494具有两个误差放大器能同时满足对输出电压和电流的采样处理；其他无特别要求，因此TL494可用于本方案。

4）简单电路可以省去系统的原理框图，直接画出电路原理图。本例可参考TL494的应用实例画出电路原理图，如图3-19所示，图中大部分元器件的参数也可来自TL494数据手册中的例子。

5）下面详细解释电路原理和元器件参数的计算和选择要点。

3.5.3 工作原理

电路原理如图3-19所示，主回路从输入端Vin+出发，经开关管VT ₁ 、储能电感 L ₁ 、滤波电容 C ₄ 和负载，回到输入端Vin-，D ₁ 为续流二极管。

开关管采用PNP型晶体管，因此输出PWM高电平关断，宜采用集电极输出，因此两路输出晶体管的集电极（8、11脚）并联使用，这样可以提高驱动电流（功率晶体管的所需的驱动电流较大）。要注意两路输出晶体管的发射极要接地，集电极必须有上拉电阻 R ₁ 提供高电平输出， R ₂ 为分压限流电阻。

因为只需要一路PWM输出，所以输出端配置为单端输出，13脚接地。

本例为直流电源输入，电压相对于由电网交流供电要稳定得多，产生冲击的因素较少，输入端并联 C ₃ 足以保证TL494安全，而BUCK结构电路中开关管串联在输入回路，对后面的电路具有保护作用，因此无需软启动功能，死区时间控制电压输入脚（4脚）接地即可。

锯齿波振荡频率由 C ₂ 和 R ₉ 计算，即

TL494中的1号误差放大器用于稳压控制，5V基准电压源（14脚）通过 R ₅ 接到反相输入端（2脚）作为参考电压，由于运算放大器的输入阻抗很高（理论上可视为无穷大），输入电流很小，而 R ₅ 的阻值相对输入阻抗而言很小，故 R ₅ 上的电压降可忽略不计，参考电压仍为5V。 R ₅ 主要用于环路稳定性设计（关于环路设计的内容涉及控制理论，本书不做深入讨论，下同）。输出电压采样信号经 R ₈ 输入同相输入端（1脚）， R ₈ 的阻值与 R ₅ 相等，其作用是使两个输入端的阻抗一致。 C ₁ 、 R ₃ 和 R ₄ 与 R ₅ 配合构成误差放大器的反馈环路补偿网络（本书不深入讨论）。

TL494中的2号误差放大器用于恒流控制，5V基准电压源（14脚）通过 R ₆ 、 R ₇ 与 R ₁₀ 串联到芯片的地（即输出端Vo-），分压作为参考电压输入反相输入端（15脚），输出电流从输出端Vo-流经采样电阻 R ₁₀ 产生电压降，作为采样信号输入同相输入端（16脚）。限流调节的响应时间不需要像稳压调节那样快，因此不需要对2号误差放大器进行环路补偿（但如果是对电流变化有较快的调节速度的恒流控制则需要必要的环路补偿网络设计）。

为了直观了解电路是否有输出，在输出端并联了 R ₁₁ 和VL ₁ 支路作为指示灯。

3.5.4 元器件参数计算和选择

电路设计其中一项重要且较为困难的工作是确定元器件的参数和选择元器件的规格型号。事实上，对于相同的电路来说，采用不同的元器件参数，电路可能都能正常工作，所不同的是电路的工作点不同，工作状态不同。要合理选择电路中各个元器件的参数和规格，不仅要正确理解电路的工作原理，了解每个元器件的作用，还要深入认识每个元器件的参数对电路哪些方面的表现产生什么样的影响，通过各方面的约束条件和期望达成的结果对元器件参数进行计算，并依据结果合理选择。图3-19中的电路原理图中已标注了所有元器件的参数，本节将讨论这些参数的计算和选择依据。

1.储能电感

参考3.2.1节，电感的计算公式选用

由于没有给出电感电流的工作模式要求，一般情况下应尽量减小纹波电流的大小，故可设置在满负载电流10%左右允许电感电流从CCM进入DCM模式，即纹波电流设为 ΔI= 2×0.1 ×I _o（full） =0.2A。根据式（3-27）可以确定开关频率。由于输入电压是可变的，使用不同的输入电压计算的电感量是不一样的，所以应该在所有电感量中选择最大值，才能在整个输入电压范围内保证电感电流工作模式满足要求（电感量越大纹波越小）。首先了解式（3-28）中电感量对应的输入电压是多少，这就要了解函数的单调性，如果函数是单调的，那么最大值肯定在两头；如果函数不是单调的则需要找出极值的位置（这里需要用到一点高数知识），式（3-28）以输入电压为自变量求导得

显然式（3-29）恒大于零，证明电感量随输入电压单调增加，因此取 U _in =40V计算的电感量最大。代入数据计算结果为

由于电感平均电流为1A，为了减小电感的直流电阻损耗（减小发热），可选择标称值为1mH/2A的功率电感（功率不大一般可用磁环或贴片式的功率电感）。

2.输出滤波电容

参考3.2.2节电容的容量计算公式，得

可选择标称为33μF/10V的钽电容。钽电容等效串联电阻（ESR）小，滤波效果好，但一般钽电容的容量较小，且耐压较低，价格也比较高，在要求不是十分高的情况下，经常采用容量大、耐压高，且价格便宜的铝电解电容作为输出滤波电容。

铝电解电容有一个明显的弱点，就是ESR较大。ESR可以理解为一个与理想电容上串联的一个电阻，对于高频纹波电流，铝电解电容ESR远大于其容抗 X _C ，输出纹波电压主要由ESR产生，因此铝电解电容往往不是按容量而是按ESR选择的。

铝电解电容的元器件参数分散性和误差较大，不同品牌、不同档次的铝电解电容的等效串联电阻差别较大，选用时最好能参考相应产品的说明书。如图3-20所示为某系列铝电解电容产品手册的数据表。由表中可知，铝电解电容的等效串联电阻与容量及额定电压（耐压）有关，容量越大ESR越小，耐压越大ESR越小（小容量及高压时有例外）。根据图3-20选择铝电解电容的步骤如下：

根据式（3-31）计算结果，在图3-20中初步选择一个ESR略小的规格，例如220μF/50V，或470μF/25V，两者的ESR均为0.19 Ω 。

1）计算所选容量的容抗

2）计算所选容量的总阻抗

3）根据总阻抗选择电容的容量和耐压规格。由上述计算结果可知，两种铝电解电容的总阻抗均达到要求，因此两种电容都可选。由上述计算可知，对于高频纹波电流，其容抗远小于其ESR，有时可忽略不计。此外，有时为了减小体积、提高可靠性等原因，可采用多个电容并联使用，从而有效减小ESR。本例中输出滤波电容 C ₄ 选择了470μF/25V，为了进一步滤除不同频率成分的纹波干扰，有时并联一个容量较小的电容（滤高频）效果更佳，如本例中的 C ₅ 。

值得注意的是，铝电解电容内部使用浸泡电解液的纸作为介质，使用时绝对不可以超出其额定电压，也不可以接反极性，否则电解液会迅速汽化，电容壳体膨胀鼓包，甚至发生爆炸。此外，由于铝电解电容的ESR较大，流过高频纹波电流（按有效值计算）时容易发热，如果不能及时散热，温度上升也会使电解液汽化，因此相同参数的条件下选择外观体积大一些的铝电解电容更有利于散热。

3.开关管

开关管截止时承受电压约等于输入电压，输入电压最大值40V，按至少20%安全裕量计算开关管的额定电压至少应为50V以上。开关管导通时电流等于电感电流，虽然电感电流平均值仅为1A，考虑到纹波电流和散热等因素，二极管的额定电流应选择2A或更大。由于开关管在输入端（电源正极），因此适宜采用P沟道MOSFET或PNP型晶体管，考虑到这种参数的P沟道MOSFET可选的型号较少，且价格较高，宜选择PNP型功率晶体管。综合上述分析，这里选择TIP32A型号的晶体管作为开关管，其额定电流为3A，额定电压为60V，TO220封装，有利于散热处理。

4.续流二极管

续流二极管反向电压约等于输入电压，输入电压最大值为40V，按至少20%安全裕量计算二极管的反向击穿电压至少应为50V。而续流二极管的电流为开关断开时电感电流，虽然电感电流平均值仅为1A，考虑到纹波电流和散热等因素，二极管的额定电流应选择2A或更大。开关频率为23.4kHz，周期约为43μs，根据经验，这个频率不算太高，选择快恢复二极管即可。综合上述分析，可选择MR850型号的快恢复二极管，其额定电流为3A，反向击穿电压为50V，反向恢复时间约为100ns。

5.稳压控制电路

如上所述，参考电压通过 R ₅ 从TL494的基准电压源（14脚）取得， R ₅ 的取值主要用于调节误差放大器的放大倍数，根据负反馈运算放大电路可知，放大倍数为

C ₁ 、 R ₃ 组成误差放大器的频率补偿网络，要较为准确计算其参数需要对整个控制系统的传递函数进行分析，限于篇幅本书不展开讨论。根据理论和工程实践经验， C ₁ 的值越大系统的带宽越小，越有利于系统稳定，但是会降低系统对扰动的响应速度，即会使输出稳压调整的灵敏度下降，调整时间延长。实践中可根据实验结果综合考虑，做出适当的选择。

R ₈ 的阻值与 R ₅ 相等即可。此外，这些电阻流过的电流很小，无须考虑功耗，选择便于焊接加工的尺寸规格即可。

6.限流控制电路

根据图3-19所示电路原理图，参考电压和采样电压的公共地是输入端Vin-。由于电流采样电阻与负载串联，为了减小损耗，阻值的选取不宜过大，因此参考电压也不宜过大。参考设计思路如下：首先选择两个0.22Ω的电阻并联，总阻值为0.11Ω，根据输出电流限值为1.3A，则采样电阻的电压降为0.143V，即确定参考电压为0.143V，然后再选取参考电压的分压电阻。由于理论上可以获得0.143V分压的两个电阻的组合有无数种，但如果总阻值过小会导致损耗较大，电阻值也会因温度升高而产生变化，因此可以先确定一个大概的范围再分配两个阻值。一般而言，串联电阻的功耗应在毫瓦级，例如这里电压为5V，若总电阻为5kΩ，功耗为5mW，那么阻值就可以在这个范围附近选择。由于下分压电阻的分压很小，仅为0.143V，因此可以预期上分压电阻远大于下分压电阻，即可以先选定上分压电阻，如这里可选 R ₆ 为5.1kΩ，然后再计算下分压电阻

这里由于流过采样电阻 R ₁₀ 的电流较大，需要计算功耗

综合上述分析，限流控制电路的元器件参数就可以确定了。

7.开关管的辅助电阻 R ₁ 、 R ₂

TL494输出晶体管的引脚是悬空的，本例采用集电极输出驱动PNP型晶体管，发射极接地。集电极需要接上拉电阻 R ₁ 才能提供高电平输出，由于开关管 V _be 仅需要0.7V左右，因此TL494输出晶体管的集电极需要接 R ₂ 分压限流，以降低输出晶体管的损耗。图3-21所示为开关管与TL494输出端的连接电路，图中标注了工作点的参数，便于说明 R ₁ 和 R ₂ 的计算过程。

由于晶体管属于电流驱动型的器件（基极电流控制集电极电流），当外围元件确定（ R ₁ 、 R ₂ 等）后，电流的大小取决于输入电压，电压越大提供的工作点电流就越大，越能保证开关管的正常导通。为了确保开关管在整个输入电压范围（10～40V）以内都能正常导通，应选择最低输入电压计算元器件的参数。

由于开关管导通时电流等于电感电流，因此，开关管的最大电流平均值为

根据晶体管VT ₁ （TIP32A）的数据手册可知，其放大倍数为10～40，为确保最差条件下开关管正常导通，按最小放大倍数计算基极电流为

当TL494输出晶体管导通时，电流经 R ₁ 、 R ₂ 流入，电流的大小由 R ₁ 、 R ₂ 阻值决定，电流在 R ₁ 上产生0.7V电压降时VT ₁ 导通，此时流入TL494的电流为 R ₁ 支路电流与VT ₁ 基极拉出的电流，假设流过 R ₁ 的电流取值为15mA（由于 V _be 很小，电流值不宜取大，一般取10～20mA即可），则 R ₂ 的电流为

TL494输出晶体管的饱和电压降约1V（数据手册中提示集电极电流为200mA时饱和电压降为1.3V），根据上述条件计算 R ₁ 和 R ₂ 阻值为

实际电路中，由于VT ₁ 的放大倍数一般都会超过其手册中的最小值，因此其基极电流远小于上述假设值，所以这里可以选择 R ₂ 的阻值稍大一点（有利于减小损耗），本例 R ₂ 选择标称值150Ω。

8.其他元器件

输入端并联 C ₃ 的作用主要用于防止电路产生的高频干扰信号窜出影响输入端的电源电压的稳定性，根据实验调试适当选取电容容量即可，但要注意额定电压必须高于最大输入电压，并留有一定裕量，这里选择100μF/50V铝电解电容。

输出端的LED指示灯支路按前文串联电阻降压限流的例子进行计算选取即可，此处不再重复叙述。

需要指出的是，虽然所有元器件参数均已确定，但由于元器件参数具有一定误差和分散性（批量生产时每个元器件的参数有所不同），以及诸如电路布局布线、外部干扰等因素未能细致考虑，故这些结果仅作为参考，在实际应用中还应根据实验结果进行调整。

3.5.5 实验结果与分析

完成上述理论设计后，接下来就可以按照方案进行PCB设计、打样并进行实验验证，实物如图3-22所示。

1.测试任务

1）输入电压在10～40V范围内，输出电压是否稳定在5V（空载和满载）。

2）输出电压纹波的大小。

3）当负载增加，甚至输出短路时，电流是否被限制在设定的1.3A。

4）检测TL494输出的锯齿波（5脚）、输出晶体管的集电极波形（8脚和11脚），以及VT ₁ 的基极-发射极间的电压波形。

5）检测电感电流的波形，加深对CCM和DCM模式的理解。

2.测试结果

1）设定输入电压12V，空载上电，LED指示灯点亮，用万用表测试输出电压5V，初步确定电路能正常工作。保持空载，将输入电压在10～40V范围内调节，输出电压依然保持5V不变，说明变换器能实现自动稳定输出电压。输出端接额定功率为10W的5Ω水泥电阻作为负载，输出电压依然保持5V不变，说明变换器带载能力符合设计要求的1A（也可串联电流表测试）。

2）在满载条件下，用示波器测试输出电压波形和电压纹波，结果如图3-23所示。

图3-23上方为输出直流电压波形，直观地看是直线一条（与下方的TL494输出的PWM控制信号对照），平均值为5.04V，直线有一定宽度，说明有纹波，纹波峰峰值为0.32V，但从纹波的频率远高于开关频率，应该是开关管开关动作产生的高频谐波成分，可以在输出端并联小容量的高频电容（例如0.1μF以下的陶瓷电容等）来加以改进。实际上如果不影响负载的表现（例如LED灯的亮度），则可以忽略不计。从波形上看，开关频率上的纹波几乎看不到，示波器可以改用交流输入方式和更小的电压分度值测试，验证输出滤波电容的选择是否达到设计要求（纹波电压小于0.05V）。

负载电阻采用两个5Ω水泥电阻并联（2.5Ω）时，用万用表测试输出电压下降至3.2V，输出电流为1.3A（与计算值3.2V/2.5Ω=1.28A相符），如图3-24所示。当输出端直接接电流表时，可认为输出端基本短路，此时输出电压降至几乎为零，LED指示灯熄灭，输出短路电流为1.3A，测试结果如图3-25所示。结果表明变换器的限流功能可以正常实现而且比较准确。

3）用示波器观测TL494的工作波形，加深对TL494的工作状态的了解。图3-26下方曲线所示为TL494振荡器输出的锯齿波（5脚），测得振荡频率为22.98kHz，与设计值23.4kHz基本相符；电压峰值为3.04V，与数据手册的理论值3V相符。图3-26上方曲线所示为内部输出晶体管的集电极（8脚与11脚并联）输出的PWM控制信号波形，变换器输入电压为12V，输出电压为5V，理论占空比约为0.42。由于驱动PNP型开关管低电平有效，从图中可以直观看出低电平占比小于50%，与预期相符。可以用示波器具体测量波形的负占空比数值，也可以用负频宽除以周期测得具体的占空比，这里不再赘述。输出的高电平峰值为11.6V（与输入电压一致），低电平约为0.6V，说明输出晶体管导通时基本饱和，电压降很小。

图3-27所示为开关管VT ₁ 的基极-发射极间的电压波形。从图中可以看出， V _be 电压为负，用光标法测得该电压值为760mV，说明低电平驱动PNP型开关管信号正常。

4）使用感应式电流探头测量电感电流的波形，转换比例设置为100mV/A，即在示波器上每100mV对应的电流值为1A。图3-28所示为15Ω负载电阻（输出电流0.333A）的电感电流波形，图3-28a用光标法测得纹波值为16mV，对应电流纹波为0.16A（设计时取值为0.2A），图3-28b用光标法测试纹波的工作频率为25.6kHz（设计值23.4kHz）。图3-29所示为轻负载（电路板上的LED指示灯仍然点亮）时的电感电流波形。对比图3-28和图3-29可以看出，随着负载减小，电感电流整体下降（注意图中示波器屏幕左侧边沿的标签位置为0），纹波大小基本保持不变，由于输入、输出电压不变，占空比不变，所以纹波上升和下降的斜率也没有变化。此外，由于杂波以及开关管产生的高频谐波干扰等原因，电感电流并不如理想波形光滑，但整体形态基本符合线性上升和线性下降的趋势。