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BUCK变换器的主电路由四个关键元器件构成，包括储能电感、输出滤波电容、开关和续流二极管，本节将通过实例介绍这四个元器件的参数计算和型号选择的思路和方法。
【例3.2】 设计一个BUCK变换器，输入电压为12V，输出电压为5V，输出电流为1A，允许输出电流下降至低于0.1A时从CCM模式进入DCM模式，假设开关频率为25kHz，试计算选择合适的电感量。
解 由式（3-20）得
因此，既可以用开关导通时对应的电压和时间（伏秒积）计算，也可以用开关截止时对应的电压和时间（伏秒积）计算。考虑到对于BUCK电路而言，开关截止时电感电压较为简单，这里用上式中第二个等号后的表达式计算，上式可改写为
式中，
D
为开关导通时间占空比，根据式（3-19）得
；
f
sw
为开关频率，题目已知；下面确定电流纹波
ΔI
的取值。根据输出电流的要求，电感电流模式的切换点如图3-11所示。
图3-11 电感电流模式的切换点
由图可知，电流纹波应为 ΔI= 2×0.1A=0.2A，代入计算得
计算得到的电感量为580 μ H，实际应用中可选取标称680 μ H、额定电流为2A的功率电感。这里选择电感量稍大的电感，可以减小电流纹波，也就是说负载电流下降到低于0.1A的某个值时才会进入DCM模式，满足题意要求。
【例3.3】 例3.2中的其他条件不变，要求满负载（输出电流为1A）时输出电压纹波不超过0.05V，试计算选择输出滤波电容的容量。
解 输出纹波电压有效值可以看作是纹波电流有效值在电容阻抗上产生的电压降，即
ΔU rms = ΔI rms X C
纹波电流为三角波，其有效值为
；为了简化计算，将纹波电压也视为三角波，则有效值为
，其中
ΔI
、
ΔU
均为交流成分（纹波部分）的峰峰值，由此可得
假设电容的等效串联电阻可忽略不算，则由
得
因此可选取容量为33μF、额定电压为10V的钽电容，容量越大，输出纹波电压将越小。
开关变换器中的开关管可选用BJT功率晶体管、MOSFET场效应晶体管，以及绝缘栅双极型晶体管IGBT，前两者适用于中小功率的应用，后者适用于大功率的应用，下面以MOSFET功率开关管为例说明参数选择的主要依据。
开关管的选择主要考虑两个方面：一是极限参数，二是性能参数。极限参数包括额定电压、额定电流，性能参数主要是导通电阻以及栅极电荷等。
额定电压是指当开关管截止时，漏极与源极之间所能承受的电压；额定电流是指在开关管导通时漏极与源极之间允许流过的电流大小；导通电阻是指开关管导通时漏极与源极之间的阻值；栅极电荷表示开关管每完成一个开关周期栅极充放电消耗的电荷的多少。
理论上说，开关管的选择最基本的要求是：①截止时所承受的电压不超过其额定电压；②导通时通过的电流不超过其额定电流。满足这两点则表示开关管是安全的。在此基础上，导通电阻越小则导通时的损耗越少，栅极电荷值越小则用于不断重复开关控制器件导通与关断的过程中损耗的电荷越少，即开关损耗越小，因此变换器的效率就越高。
实际应用中，由于电路工作条件会受外界以及电路本身影响发生变化，因此选择参数要留有足够的裕量，下面用例3.3说明开关管的额定电压和额定电流参数的选择。
对BUCK变换器而言，开关管截止时，其漏极与源极通过续流二极管与输入电源相连，因此漏极与源极之间承受的电压就等于输入电压，考虑留20%的裕量，则开关管的额定电压选择12V以上即可。而开关管导通时，流过开关管的电流即为电感电流，峰值电流为 I o + 0.5 ΔI= 1.1A，考虑20%的裕量，选额定峰值电流为1.375A即可。实际应用中，由于额定电流与导通电阻负相关，即额定电流越大，导通电阻越小（结面积越大），因此，结合减小功耗和散热成本等因素，额定电流参数通常可能会选得更大。本例中可选型号为SI2301或SI2302的MOSFET，两者额定电压均为20V，额定电流均为3A，前者为P沟道类型，后者为N沟道类型，对BUCK变换器而言，P沟道的MOSFET更便于使用，因为开关管位于输入电压正端（高端），但由于P沟道MOSFET工艺较为复杂，价格相对较高，且可选的型号较少，所以在很多场合下不得不选择N沟道MOSFET。N沟道MOSFET在输入电压接地端（低端）使用时很方便，若要在输入电压正端使用则其源极（S极）要使用悬浮地，控制电路也相对复杂。
续流二极管是一个自动的开关器件，正向偏置导通，反向偏置截止，与开关管的工作时序正好相反。在开关变换器中续流二极管的参数选择同样要考虑两个方面，即极限参数和性能参数。极限参数包括反向击穿电压和正向额定电流，性能参数主要是正向电压降和反向恢复时间。
续流二极管截止时，将承受一定的反向电压，若超过其额定值则击穿损坏，如在上面的例子中当开关管导通时，续流二极管两端通过开关管接到输入电压两端，则开关管导通时漏源之间的电压降很小可忽略不计，因此续流二极管的反向电压等于输入电压。
续流二极管导通时，必然存在正向电压降（开启电压），此电压降越小越好，原因有两个：其一是减小在输出回路中的电压降，减小输出电压与电感电压之间的误差；其二是减小二极管的功耗，因为二极管有电流流过，电压降越大功耗越大，不仅会降低变换器的效率，而且还会造成二极管本身发热，严重时甚至烧毁。实际上，续流二极管的正向额定电流的大小也是基于其额定功耗考虑的。续流二极管的正向电压降与其类型有关，普通的整流二极管（如1N400X系列）的电压降要比肖特基二极管（如1N58XX系列）高得多，同时正向电压降还会随着电流的增加而增加（参考二极管的伏安特性曲线），因此随着电流的增大，续流二极管的功耗也会增加，发热严重，有时不得不进行散热处理。为了降低二极管的功耗，在很多大功率（大电流）应用的场合往往使用MOSFET代替续流二极管，因为MOSFET的正向导通电阻极小，功耗比二极管小得多，但此时要外加控制电路控制MOSFET与开关管协调工作，这就是所谓的同步整流技术。
续流二极管受正反向偏置电压控制自动导通和截止，我们期望在开关管导通瞬间二极管能迅速截止，否则输入端就会经开关管和二极管短路，但实际上续流二极管从导通到截止是需要一定时间的，这是因为续流二极管需要一定的时间重建足够强的内电场以抑制电流的通过，这个时间称为反向恢复时间。不同种类续流二极管的反向恢复时间有所不同，按反向恢复时间的长短可分为普通整流二极管（如1N400X系列）、快恢复二极管（如FR系列）、超快恢复二极管（如SR系列），以及肖特基二极管（如UF400X系列）等。开关变换器工作频率较高，普通整流二极管的反向恢复时间太长，不宜使用。对开关变换器而言，开关频率越高对减小磁性元件的体积和提高效率都有好处，反向恢复时间越短越好，可根据工作频率的高低和价格成本等条件选择合适类型的二极管。
综上所述，本例中续流二极管承受的反向电压为12V，正向电流峰值等于电感电流的峰值1.375A，工作频率为25kHz，不算太高，可以选择快恢复类型二极管，但考虑到输出电压较低（5V），为了提高效率，可选择正向电压降更低的肖特基二极管，因此可选择型号为1N5820的肖特基二极管。其最大峰值反向电压为20V，最大平均电流为3A。