3.2 源极跟随器

通过3.1节中对共源放大器的分析发现，要提升电压增益，就要提高输出阻抗。当直接使用共源放大器驱动一个低阻抗负载时，负载电阻会直接拉低放大器的输出阻抗，进而使电压增益减小。为解决这个问题，通常需要在高输出阻抗放大器后面级联一个电压缓冲器。源极跟随器就可以作为这样一个电压缓冲器使用。源极跟随器的输入为栅极，输出为源极，因此其也被称为共漏极放大器。

3.2.1 直流特性分析

源极跟随器的电路结构如图3-11（a）所示，其输入-输出特性曲线如图3-11（b）所示。当 V in < V TH1 时，M 1 工作在截止区， V out =0。当 V in 逐渐增大且超过 V TH1 时，M 1 导通工作在饱和区， V out 开始增大，此时 V out = V in - V GS1 。当 V out 仍小于 V b - V TH2 时，M 2 工作在线性区，其工作电流 I D 随着 V out 增大而增大，而 I D 的增大会带来 V GS1 的增大，因此源极跟随器的输入-输出特性此时表现出非线性特征。当 V in 进一步增大使 V out 超过 V b - V TH2 时，M 2 工作在饱和区，此时 I D 几乎不变，源极跟随器的输入-输出关系为

（3-29）

当不考虑M 1 的体效应时， V TH1 是固定值，因此由式（3-29）可知此时源极跟随器的输出电压跟随输入电压线性变化，它们之间仅相差固定电压 V GS1 。但是在通常的CMOS工艺中NMOS器件的衬底需要连接地线，这就导致了M 1 的 V SB = V out >0，在考虑体效应后，源极跟随器的输入-输出关系为

（3-30）

由此可知，体效应的存在提升了输入-输出的非线性度。在通常的CMOS工艺中PMOS器件是制作在独立的N阱当中的，如果采用PMOS器件作为源极跟随器的输入管，则其源极和衬底可以连接在一起，这样便使得 V SB =0，消除了体效应的影响，提升了输入-输出响应的线性度。

3.2.2 小信号特性分析

源极跟随器的小信号模型如图3-12所示，该模型中考虑了M 1 的体效应影响，其中 V BS =- V out 。根据KCL可以得到

（3-31）

故源极跟随器的小信号增益为

（3-32）

由此可知，源极跟随器的增益近似为1，而体效应的存在会使得增益减小。源极跟随器的输出阻抗约为1/（ g m1 + g mb1 ），该值相对较小，因此其可以驱动低阻抗负载而不会对自身增益产生明显影响。

3.2.3 Class AB驱动器

通过前面对源极跟随器的直流特性分析发现，无论输入信号是否变化，源极跟随器的工作电流始终为 I D ，这种采用恒定偏置电流的驱动器常被称为Class A驱动器或甲类驱动器。如图3-13（a）所示，Class A驱动器无论输入是否变化，电路始终工作在满负荷下，因此当输入无变化时，电路的功耗将转变为热，这种驱动器的电源效率仅能达到约25％。

以Class A驱动器驱动电容负载C L 为例来分析其工作电流状态。假设Class A驱动器在稳态时，其偏置电流为 I D 。当C L 的初始电压远小于 V in 时，如图3-13（b）所示，此时 V GS1 = V in - V out 很大，流过M 1 的电流 I 1 大于 I D 。因此 I 1 中超过 I D 的电流将流向负载C L ，形成对负载的充电电流 I out 。随着充电的进行， V out 开始增大， V GS1 开始减小，充电电流 I out 逐渐减小。当 V GS1 减小到刚好使M 1 的电流为 I D 时， I out 变为0，此时Class A驱动器进入稳态，如图3-13（d）所示。当C L 的初始电压远大于 V in 时，如图3-13（c）所示，此时 V GS1 小于M 1 的阈值电压 V TH1 ，M 1 处于截止状态。因此负载C L 会以 I out = I D 电流进行放电。随着放电的进行， V out 开始减小， V GS1 开始增大，M 1 的电流逐渐增大，这使得放电电流 I out 逐渐减小。当 V GS1 升高到刚好使得M 1 的电流为 I D 时， I out 变为0，此时Class A驱动器进入稳态，如图3-13（d）所示。由此可知，Class A驱动器无论工作在何种状态下，始终存在一个大小为 I D 从 V DD 流向地线的电流，达到稳态后M 1 始终处于开启状态，因此大小为 I D V DD 的功率将转换为热量散发出去。

为解决Class A驱动器电源效率较低的问题，可以将驱动器改为采用非恒定偏置电流，输入高电压时只有NMOS器件工作，输入低电压时只有PMOS器件工作，几乎没有静态工作电流。如图3-14（a）所示，这种驱动器被称为Class B驱动器或乙类驱动器，也被称为推挽（Push-Pull）输出驱动器，其电源效率约可提升至78％。

Class B驱动器中将图3-11（a）所示的源极跟随器中NMOS器件M 2 换成了PMOS器件。同样以Class B驱动器驱动电容负载C L 为例来分析其工作电流状态。当C L 的初始电压远小于 V in 时，如图3-14（b）所示，此时 V GS1 = V GS2 = V in - V out 很大。M 1 中会形成一个较大的电流 I 1 ，而M 2 处于截止状态，因此 I 1 会被全部用于给负载C L 充电。随着充电的进行， V out 开始增大， V GS1 开始减小，充电电流 I 1 逐渐减小。当 V out 增大到使 V GS1 = V GS2 = V in - V out < V TH1 时，M 1 进入截止状态，而M 2 仍保持截止状态，此时驱动器进入稳态，如图 3-14（d）所示。当C L 的初始电压远大于 V in 时，如图3-14（c）所示，此时 V GS1 = V GS2 = V in - V out 为负值，M 1 处于截止状态，而M 2 中会形成一个较大的电流 I 2 ，因此 I 2 会被全部用于给负载C L 放电。随着放电的进行， V out 开始减小， V GS2 开始增大，放电电流 I 2 逐渐减小。当 V out 减小到使 V GS1 = V GS2 = V in - V out >-| V TH2 |时，M 2 进入截止状态，而M 1 仍保持截止状态，此时驱动器进入稳态，如图3-14（d）所示。由此可知，Class B驱动器在动态响应过程中仅有一半的晶体管处于开启状态，不存在从 V DD 到地线的稳定通路；而当其进入稳态后，全部晶体管均处于截止状态，没有静态功耗，电源效率得以提升。

虽然Class B驱动器解决了Class A驱动器的电源效率问题，但又引入了一个新的问题，即失真问题。为简化描述，考虑图3-15（a）所示的采用 V + 和 V - 供电的Class B驱动器，当输入信号处于-| V TH2 |< V in < V TH1 状态时，M 1 和M 2 均处于截止状态，此时输出不会对输入的任何变化有所响应。因此当对Class B驱动器施加一个图3-15（b）所示的正弦输入信号 V in 时，其输出信号 V out 会在-| V TH2 |< V in < V TH1 区间出现失真情况。

为解决失真问题，在输入端和M 1 、M 2 的栅极之间分别串联一个+ V DC 和- V DC 的直流电压偏移，如图3-16（a）所示。利用该直流电压偏移，实现对输入电压的增大和减小，促使NMOS器件或PMOS器件导通，以减小失真范围，这种结构被称为Class AB驱动器或甲乙类驱动器。如图3-16（a）所示， V in1 = V in + V DC1 ， V in2 = V in - V DC2 。如果选取 V DC1 > V TH1 且 V DC2 >| V TH2 |，那么如图3-16（b）所示，当 V in >0时，M 1 导通，而当 V in <0时M 2 导通。可知在不同输入电压下，M 1 和M 2 总有一个是导通状态， V out 可以完整跟随 V in 的变化，消除了图 3-15（b）所示的失真区域。

在实际电路中，可以通过恒定电流偏置下的二极管连接的MOS器件来实现 V DC1 和 V DC2 ，Class AB驱动器的电路实现如图3-17所示。M 3 是二极管连接的NMOS器件，其偏置电流由作为电流源使用的工作在饱和区的M 5 提供，因此 V in1 = V in + V GS3 。M 4 是二极管连接的PMOS器件，其偏置电流由作为电流源使用的工作在饱和区的M 6 提供，因此 V in2 = V in -| V GS4 |。因为M 1 和M 3 均为NMOS器件，因此 V GS3 > V TH1 ，同理| V GS4 |>| V TH2 |。可知，M 3 ～M 6 共同完成了图 3-16（a）所示的直流电压偏移。但需要注意的是，在该结构中，M 3 ～M 6 支路中会有恒定偏置电流从 V + 流向 V - ，为提升电源效率，这个偏置电流不宜设置得过大。通常，其只要满足在信号带宽内M 3 和M 4 能有效驱动M 1 和M 2 的栅极寄生电容即可，即能够使 V in1 和 V in2 有效跟随 V in 变化。