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串扰主要来自两相邻导体之间所形成的互感与互容。串扰会随着PCB上走线布局密度增大而越显严重，尤其是长距离总线的布局，更容易发生串扰的现象。这种现象是经由互容与互感将能量由一个传输线耦合到相邻的传输线上而产生的。串扰依发生位置的不同可以分成近端串扰和远端串扰。
在PCB的两相邻通路或导线上，假如其中一个通路上存在一个电压，则该电压所形成的电场就会影响相邻的通路。如果两个相邻的通路或导线上都存在电压，则这两个电压所形成的电场会彼此影响。这种彼此影响被称为互容，互容的单位为法拉（F）。如图4-5所示，两相邻通路或导线间若存在电位差，就会产生互容，两个通路间的“互容耦合”可以简单地以一个连接在通路1和通路2之间的分布电容C 12 来表示。分布电容C 12 会注入一个耦合电流 i M （又称互容电流）到通路2， i M 和通路1上电压 v 1 的变化率成正比，即
（4-10）
式中，
C
12
为通路1、通路2所形成的互容，其值与通路1、2之间的距离成反比；
为通路1上电压
v
1
的变化率。
图4-5 两相邻通路或导线间的“互容耦合”等效电路
利用图4-5中的“互容耦合”等效电路可以计算出经C
12
从通路1耦合到通路2的噪声电压
v
N
。互容所造成的噪声电压与频率的关系
[35]
如图4-6所示。由图4-6可知，当
v
1
的频率低于
时，噪声电压
v
N
=j
ω
RC
12
v
1
，其中
v
N
是频率的函数；当频率超过
时，
，
v
N
会维持在某个值，不再随着频率的升高而持续变大。
图4-6 互容所造成的噪声电压与频率的关系
一个互容的测量实例 [17] 如图4-7所示，测量的是两个1/4W电阻之间的互容。脉冲信号加在电阻R 2 上，利用示波器可观察R 3 上由互容引起的干扰电压。
图4-7 互容的测量实例
1 .两相邻回路或导线间的“互感耦合”
我们知道，一根导线上假若有电流流过，会在导线周围形成一个磁场，当相邻的两个回路上均有电流流经，则这两个电流所产生的磁场会相互感应，产生互感。互感随着两个回路之间距离的增大而变小。互感的单位为亨利（H）。
两相邻回路或导线间的“互感耦合”物理表示和等效电路如图4-8所示，两个回路间的互感的效果就好像是在两个回路间连接上了一个变压器。在图4-8中，回路1中的电流 i 1 经由互感 M 感应一个噪声电压 v N 到回路2，其中所感应的噪声电压会和回路1中的电流 i 1 的变化率成正比，即
（4-11）
式中，
M
为回路1和回路2所形成的互感；
为回路1的电流变化率。
图4-8 两相邻回路或导线间的“互感耦合”物理表示和等效电路
2 . PCB 导线的电感
如图4-9所示，在PCB表面有一根布线宽度为 W （m），长度为 L （m）的导线，在该PCB的里面有接地平面。这根导线的单位长度的实际等效电感 L eff （H）可以用下式 [75] 求得：
图4-9 一根PCB导线的等效电感
（4-12）
式中， μ 0 为真空中的磁导率（4π×10 - 7 H/m）； h 为导线和接地面之间的距离（m）； W 为导线的宽度（m）； t 为导线的厚度（m）； l 为导线长度。由式（4-12）可知，如果使电路板的厚度变薄，即缩小导线和接地面之间的距离，能够减小电感。
对于如图4-10所示的表面有两根导线，里面有接地平面的PCB，在两根导线之间产生的互感 [75] 如下式所示：
（4-13）
式中， μ 0 为真空中的磁导率（4π×10 -7 H/m）； u =l/ W ； v =2 d / W ； W 为布线宽度（m）； d 为布线之间的间隔（m）； l 0 为单位长度。
由式（4-13）可知，两根导线之间的距离越小，互感 M 越大。
3 .互感的测量
一个互感的测量实例 [17] 如图4-11所示，测量的是两个1/4W电阻之间的互感L m 的值。脉冲信号加在电阻R A 上，利用示波器可观察R B 上由互感引起的干扰电压。输入和输出电缆与电阻垂直连接，垂直连接可以尽可能地使电缆相互隔离，减少直接的馈通。脉冲发生器使用了反向端接。
图4-10 两根PCB导线的互感
图4-11 互感的测量实例
电阻R A 产生的磁场的一部分磁力线包围了电阻R B 。包围电阻R B 的磁通量占总磁通量的比例由两个电阻本身的物理尺寸和位置决定，并且是固定的。包围电阻R B 的磁力线被认为穿过了由电阻R B 形成的回路，穿过这一回路的总磁通量的任何变化都会在该回路上产生一个干扰电压。
对于磁场耦合，产生的噪声电压是串联在接收导线中的；对于电场耦合，噪声电流是在接收导线和地间产生的。利用这一差异，在测试中可以区分是电场耦合还是磁场耦合：测量电缆一端阻抗上的噪声电压，同时减小电缆另一端的阻抗，若测量到的噪声电压降低了，则是电场耦合；若测量到的噪声电压升高了，则是磁场耦合。
1 .拐点频率
对数字信号的频域分析表明，高于拐点频率的信号会被衰减，因而不会对串扰产生实质影响，而低于拐点频率的信号所包含的能量足以影响电路工作，这是因为串扰可能造成噪声电平升高、产生有害尖峰毛刺、数据边沿抖动、意外的信号反射等问题。为保证一个数字系统能可靠工作，设计人员必须研究并验证所设计电路在拐点频率以下的性能。
拐点频率 f knee 可以通过下式计算：
f knee ＝0.5/ t rise
（4-14）
式中， t rise 为数字脉冲上升时间。
为了尽可能减小PCB设计中的串扰，必须在容抗和感抗之间寻找平衡点，力求达到额定阻抗（因为PCB的可制造性要求，传输线阻抗得到良好控制）。当PCB设计完成之后，PCB上的元器件、连接器和端接方式决定了哪种类型的串扰会对电路性能产生多大的影响。利用时域测量方法，通过计算拐点频率和理解PCB串扰模型，可以帮助设计人员设置串扰分析的边界范围。
2 .互阻抗模型
PCB上两根走线之间的互阻抗模型如图4-12所示。互阻抗沿着两根走线呈均匀分布。串扰在数字门电路向串扰走线输出脉冲信号的上升沿时产生，并沿着走线进行传播。
图4-12 PCB上两根走线之间的互阻抗模型
① 互电容C m 和互电感L m 都会向相邻的受扰走线上耦合或串扰一个电压。
② 串扰电压以宽度等于施扰走线上脉冲上升时间的窄脉冲形式出现在受扰走线上。
③ 在受扰走线上，串扰脉冲一分为二，然后开始向两个相反的方向传播。这就将串扰分成了两部分：沿原干扰脉冲传播方向传播的前向串扰和沿相反方向向信号源传播的反向串扰。
1 .电容耦合式串扰
电容耦合式串扰如图4-13所示。当施扰走线上的脉冲到达时，电路中的互容会使该脉冲通过电容向受扰走线上耦合一个窄脉冲（该耦合脉冲的幅度由互容的大小决定），然后耦合脉冲一分为二，并开始沿受扰走线向两个相反的方向传播。
2 . 电感耦合 式串扰
电感耦合式串扰如图4-14所示。该电路中的互感在施扰走线上传播的脉冲将对呈现电流尖峰的下个位置进行充电。这种电流尖峰会产生磁场，然后在受扰走线上感应出电流尖峰来。变压器会在受扰走线上产生两个极性相反的电压尖峰：负尖峰沿前向传播，正尖峰沿反向传播。
图4-13 电容耦合式串扰
图4-14 电感耦合式串扰
3 .反向串扰
由电容耦合式串扰和电感耦合式串扰产生的串扰电压会在施扰走线的串扰位置产生累加效应，所导致的反向串扰（见图4-15）具有以下特性。
① 反向串扰是两个相同极性脉冲之和。
② 由于串扰位置沿干扰脉冲边沿传播，故反向干扰在受扰走线源端呈现为低电平、宽脉冲信号，并且其宽度与走线长度存在对应关系。
③ 反射串扰的幅度独立于施扰走线脉冲上升时间，但取决于互阻抗值。
4 . 前向串扰
需要重申的是，电容和电感耦合式串扰产生的串扰电压会在受扰走线的串扰位置累加。前向串扰（见图4-16）具有以下特性。
① 前向串扰是两个反极性脉冲之和。因为极性相反，所以产生的串扰结果取决于电容和电感的相对值。
② 前向串扰在受扰走线的末端呈现为宽度等于干扰脉冲上升时间的窄尖峰。
③ 前向串扰的宽度取决于干扰脉冲的上升时间。上升时间越短（上升越快），幅度越高，宽度就越窄。
④ 前向串扰的幅度还取决于走线长度。随着串扰位置沿干扰脉冲边沿的传播，受扰走线上的前向串扰脉冲将获得更多的能量。
图4-15 反向串扰
图4-16 前向串扰
减小PCB上串扰的一些措施如下。
① 通过合理的布局使各种连线尽可能地短。
② 由于串扰程度与施扰信号的频率成正比，所以布线时应使高频信号线（上升沿很短的脉冲）远离敏感信号线。
③ 应尽可能增加施扰走线与受扰走线之间的距离，而且避免它们平行。
④ 在多层板中，应使施扰走线和受扰走线与接地平面相邻。
⑤ 在多层板中，应将施扰走线与受扰走线分别设计在接地平面或电源平面的相对面。
⑥ 尽量使用输入阻抗较小的敏感电路，必要时可以用旁路电容减小敏感电路的输入阻抗。
⑦ 地线对串扰具有非常明显的抑制作用，在施扰走线与受扰走线之间布一根地线，可以将串扰降低6～12dB。采用地线和接地平面减小串扰电压的影响如图4-17所示。
图4-17 采用地线和接地平面减小串扰电压的影响
根据传输线理论，防护地线的任意两接地孔间线段相当于两端短路的由电感和电容构成的谐振电路，当信号频率接近该结构谐振频率时，等效阻抗很大，由动态线耦合到防护地线上的电磁能量就会储存在该结构附近，相当于另一个噪声源会将电磁能量再次耦合到静态线上，从而带来比没有防护地线时更严重的串扰。通过调整接地孔间距 g 可以避免在工作频率范围内发生谐振，孔间距须满足的条件 [76] 为
（4-15）
式中， g 为接地孔间距； f max 为动态网络上信号的最高工作频率； ε r 为基底的相对介电常数； c 为真空中的光速。
⑧ 应利用防止走线之间串扰的3 W 规则。3 W 规则的含义是：当有接地平面时，对于宽度是 W 的走线，如果其他走线的中心与它的中心之间的距离大于3 W ，就能避免串扰，如图4-18所示。有研究表明，要完全避免走线之间的串扰，需要更大地增加两者之间的距离。
图4-18 防止走线之间串扰的3 W 规则
⑨ 在PCB上，走线之间的互容和互感与走线的几何尺寸、位置和PCB材料的介电常数有关。由于这些参数都比较确定，所以可以对PCB上走线之间的串扰进行比较精确的计算，几乎所有的电磁兼容分析软件都具有这个功能。
⑩ 虽然通过仔细的PCB设计可以减少串扰并削弱或消除其影响，但PCB上仍可能有一些串扰残留。在进行PCB设计时，还应采用合适的线端负载，因为线端负载会影响串扰的大小和串扰随时间的弱化程度。
⑪ 要想改善由互容所产生的串扰干扰，可以从两方面着手：一是减小互容C m ，其做法是在两相邻的传输线之间加屏蔽措施，如图4-19所示，即在两个铜箔通路中间加装一个接地屏蔽通路来改善互容的干扰；二是在时序规格允许的情况下，增加状态转换较频繁的信号的上升时间。
⑫ 互感所产生的串扰为
（4-16）
式中， Z a 为施扰走线的特性阻抗； L m 为互感； t r 为输入到施扰走线的入射电压的上升时间。
由式（4-16）可知，当施扰走线上的电流产生剧烈变化时，互感会感应一个电动势到受扰走线上。这个电动势（也就是串扰）的大小和两并行传输线间所形成的互感成正比，和施扰走线上电流的上升时间成反比。
图4-19 加装一个接地屏蔽通路可以改善互容的干扰
⑬ 屏蔽措施对消除互感的干扰是没有效果的，减小流经互感的电流所形成的回路面积才是改善互感所产生的串扰较为简易可行的方法。从分析可知，互感会受两导线与接地平面间距离的影响，两导线之间的互感不仅与两导线之间的距离成反比，还与导线和接地平面间的距离成正比。如图4-20所示，降低导线与接地平面间的平行高度（减小电流的回路面积），可以减少两导线间的互感；另外，也可以将两相邻的平行导线布局成如图4-21所示的方式，可以减小两导线间相互交链的区域及两导线间的互感
图4-20 降低导线与接地平面间的平行高度可以减小互感
图4-21 减小两导线间的平行长度可以减小互感
⑭ 开槽结构中的串扰主要源于微带线与槽线之间的相互耦合，可以利用短路线降低平面开槽产生的串扰。当高速信号通过开槽时，一部分返回电流被迫围绕开槽传播，路径加长，形成额外的电感；另一部分电流从开槽边沿所形成的额外电容以位移电流的形式传播，因此对于信号传输特性而言，相当于在微带线中串联了一个LC谐振电路，从而增加了高速信号的插入损耗。另外，当高速信号跨越开槽时，会在参考平面中激励起槽线模式，该电磁波沿着槽线边沿传播，根据互易原理，当参考平面上的槽线电磁场穿越另外的微带线时，也会激励起微带线模式，从而导致串扰。
因此可在两条微带线之间添加相应的旁路枝节来减弱槽线上的电磁波，从而减小串扰。传统的方法是在开槽两端跨接去耦电容以实现电磁波的旁路，但该方法存在布线面积较大、成本较高等缺点，不利于高速、高密度PCB布线。
也可以直接使用短路线替代去耦电容，以减小串扰 [77] 。在两条微带线之间增加两条跨越开槽结构的走线，并在走线两端分别使用过孔将走线连接至参考平面。分析比较添加短路线和未添加短路线时，参考平面开槽附近电场模值分布图可知，与微带线之间直接通过槽线模式耦合不同，由微带线所激励起槽线电磁场模式的大部分能量被短路线旁路至参考平面两端，从而有效减小了微带线之间的串扰。仿真和实验测试表明，该方法可将近端串扰减小25dB，将远端串扰减小20dB。