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电力电子装置一般都由主电路和控制系统这两部分组成。而电力电子控制系统则广义上包含检测电路、驱动电路和控制电路，见图5.4-1，狭义上专指其中的控制电路。
图5.4-1 电力电子装置及其控制系统的总体结构
电力电子控制系统的典型内部结构则见图5.4-2，一般包括四个层次。最内层是控制变量对主电路中相应电力电子器件开通时刻、导通脉冲宽度或脉冲频率等开关动作具体参数的改变，进而实时改变主电路的某个电流或某几个电流，具体可以通过控制变量信号对载波的调制实现，所以这一层控制又称为开关脉冲调制，包括相位控制、脉冲宽度调制、脉冲频率调制等类型；由最内层向外形成的第一层闭环（内环）反馈控制一般是主电路电流的闭环控制；第二层闭环（外环）反馈控制一般是通过改变电流可以直接调节的主电路电压、电动机磁通、电动机转速等变量的闭环控制；最外层的控制一般是用来产生外环控制指令的，例如产生电压、电动机磁通或者电动机转速的指令，这个指令不需要实时调整时该层控制可以去掉。当控制系统最终的控制目标是电流时，外环反馈控制这个层次也可以去掉。对控制性能要求不高时，可以去掉外环，直接通过内环对电压、磁链、转速等变量进行单闭环控制。如果直接通过单闭环对电压进行控制，即称为电压模式控制。当内环为电流反馈控制，外环为电压反馈控制时，即称为电流模式控制。
如果电力电子控制系统整体采用模型预测控制、滑模控制等非线性控制方法时，则其内部结构整体采用相应的非线性控制架构，一般不按照这四个层次来划分。
对于主电路中含有三相交流电路的电力电子装置，其控制系统一般都需要对三相电流、三相电压或者三相磁通（磁链）等三相变量的每相分别进行控制，因而一般都需要与之对应的三条控制通道。而以三相变量的数值为坐标值，总是可以将三相变量表示为三维的空间矢量，表达在不同的三维坐标系中。基于不同坐标系的三相变量即可构成三相交流电力电子控制系统的三条控制通道。其中，以三相变量的瞬时量值直接作为三维坐标值的三维空间直角坐标系，称为abc坐标系；以abc坐标系中的[1，1，1] T 矢量为γ轴，以a轴在穿过原点并与γ轴垂直的平面上的投影为α轴，以大拇指指向γ轴，在该平面上将α轴按右手定则旋转90°而获得β轴，即获得了αβγ坐标系；以γ轴作为o轴，在α-β平面上选定相互垂直的两个坐标轴d轴和q轴，使d、q、o轴满足右手定则，而d轴和q轴按某一角速度在α-β平面上保持按右手定则方向旋转，即获得了dqo旋转坐标系，如果旋转角速度与三相交流系统的基波频率一致，则又称为同步坐标系。表示三维空间矢量的三相变量量值（坐标值）在这三个常见坐标系之间的转换公式，见表5.4-1。
图5.4-2 电力电子控制系统的内部结构与层次划分
表5.4-1 三相变量量值（坐标值）在不同坐标系之间的转换公式
当三相变量总是平衡的，即任意时刻三相变量量值相加总是等于零，则在αβγ坐标系中γ轴分量总是为零，在dqo坐标系中o轴分量总是为零，表示三相变量的三维空间矢量总保持在α-β平面上，αβγ坐标系即可简化为αβ坐标系，dqo坐标系简化为dq坐标系。从abc到αβγ的坐标变换也就简化为三维到二维的变换，或称三相到两相的变换（克拉克变换，Clarke's Transformation）。这种情况下三相变量总是相关的，而不是相互独立的，控制系统的三条控制通道即可简化为两条。
整流电路中从某个晶闸管开始承受正向阳极电压的时刻起（即自然换相点），到开始施加触发脉冲止的电角度称为触发延迟角，通过改变触发延迟角，输出电压和电流波形即随之改变，这种控制方式称为相位控制。相位控制具体通过晶闸管触发电路实现，晶闸管触发电路目前主要分为集成触发器和数字触发器。
国内常用的集成触发器有KJ系列和KC系列。KJ004最为广泛，其内部可分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成、脉冲分选及脉冲放大几个环节。只需用3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，即可形成六路双脉冲，可构成完整的三相全控桥触发电路。以上触发电路为模拟的，其优点是结构简单、可靠，但缺点是易受电网电压影响，触发脉冲的不对称度较高，可达3°～4°，精度低。
近年来一些新型三相高精度集成触发器得到广泛应用，如TC787。与KJ（或KC）系列集成电路相比，其具有功耗小、功能强、输入阻抗高、抗干扰性能好、移相范围宽、外接元件少等优点，而且装调简便、使用可靠。图5.4-3给出了TC787的典型应用电路图，图中电容 C 1 ～ C 3 为隔直耦合电容，而 C 4 ～ C 6 为滤波电容，它与RP 1 ～RP 3 构成滤去同步电压中毛刺的环节。另一方面，随RP 1 ～RP 3 三个电位器的不同调节，可实现0～60°的移相，从而适应不同主变压器连接的需要。
图5.4-3 TC787典型应用电路
数字触发器通常利用可编程逻辑芯片CPLD实现，采用软件编程在CPLD芯片内部对输入脉冲进行计数，产生相对同步电压相位变化的触发脉冲，其工作原理框图如图5.4-4所示。采自电网的三相交流电压信号经过外部同步电压整形电路转变为方波信号，CPLD内部检测到相应方波信号下降沿后立即启动内部计数器以确保触发脉冲形成环节的输出对准换相点，当计数满时则输出对应的触发角控制信号；同时该内部计数器的计数时钟由外部u/f变换电路提供，因而可通过调整该外部u/f变换电路输出信号频率改变触发延迟角；此外，采用内部方波发生器产生方波信号，经过外部脉宽设定电路以调节触发脉冲宽度。
周波变流电路相位控制技术是指通过不断改变触发延迟角 α ，使输出电压波形基本为正弦波的调制方法，其中最基本的方法是余弦交点法。
余弦交点法原理如图5.4-5所示。电网线电压 u ab 、 u ac 、 u bc 、 u ba 、 u ca 和 u cb 依次用 u 1 ～ u 6 表示，相邻两个线电压的交点对应于 α =0。 u 1 ～ u 6 所对应的同步余弦信号分别用 u s1 ～ u s6 表示， u s1 ～ u s6 比相应的 u 1 ～ u 6 超前30°。也就是说， u s1 ～ u s6 的最大值正好和相应线电压 α =0的时刻相对应，若以 α =0为零时刻，则 u s1 ～ u s6 为余弦信号。设输出电压为 u o ，则各晶闸管的触发时刻由相应的同步电压 u s1 ～ u s6 下降段和输出电压 u o 的交点来决定。
余弦交点法可以用模拟电路来实现，但线路复杂，且不易实现准确控制。采用计算机控制时可方便地实现准确的运算，而且除计算 α 外，还可以实现各种复杂的控制运算，使整个系统获得很好的性能。
图5.4-4 CPLD构成的集成触发器工作原理框图
图5.4-5 余弦交点法原理
脉宽调制（Pulse Width Modulation，PWM）控制技术是对变流电路中电力电子器件的通断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等而宽度不等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或所需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，可改变输出电压（或电流）的大小，对于输出交流电的变流电路，还可改变输出电压（或电流）的频率。
在采样控制理论中有一个重要的结论：冲量（即窄脉冲的面积）相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果（即输出）基本相同。这是PWM调制的重要理论基础。图5.4-6为用一系列等幅不等宽的脉冲代替正弦波的情况。如图5.4-6所示，将正弦半波分为 N 等份，可把正弦半波看成由 N 个彼此相连的等宽而不等幅的脉冲组成的波形。用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替这一系列脉冲，使两组脉冲的中点重合且相对应的脉冲冲量相等，就得到图5.4-6b所示的脉冲序列，也就是PWM波。根据冲量相等效果相同的原则，该PWM波形和正弦半波是等效的，也称其为SPWM（Sinusoidal PWM）波。类似的，对直流波形或者任意波形，也都可以看作是由一系列等宽的脉冲组成，也都可以用相同数量的不等宽而冲量对应相等的矩形脉冲来等效代替，从而通过对这些矩形脉冲的宽度的调制来实现对等效输出波形的控制。
图5.4-6 脉宽调制（PWM）的基本原理示意图
PWM波形按照其宽度被调制的脉冲是电压还是电流可分为电压PWM波形和电流PWM波形，其中电压PWM波形更为常用；按照其等效输出的是直流波形还是交流波形可分为直流PWM和交流PWM；按照其宽度被调制的系列脉冲是等幅的还是幅度变化的可分为等幅PWM和变幅PWM，其中等幅PWM更为常用，变幅PWM主要在直接交流-交流变流电路中使用。
PWM波形根据其脉冲宽度的调制是通过调整脉冲的前沿时刻和后沿时刻之一实现的，还是同时调整这两个时刻来实现的，可以分为单沿调制PWM和双沿调制PWM，其中直流PWM一般采用单沿调制，而交流PWM一般采用双沿调制；单沿调制PWM又可进一步分为前沿调制PWM和后沿调制PWM，其中后沿调制更为常用。
等幅PWM按照其脉冲幅度的电平数又可分为两电平PWM和多电平PWM，而两电平PWM有时也称为双极性PWM，三电平PWM也称为单极性PWM波形。
脉宽调制（PWM）技术是指如何根据指令信号（信号波或称调制波），具体确定相应等效PWM波形中相对应的每个脉冲的宽度、所占的周期和在该周期中的具体位置。常规PWM技术着重解决脉冲宽度的调制方法，具体分为计算法、调制法、滞环比较法三大类，其所有脉冲的周期及脉冲在周期中的位置都是一样的，或者随着脉冲宽度的改变而相应同时改变。而随机PWM技术则着重解决如何通过对脉冲周期或脉冲在周期中的位置的随机调整来减少PWM波形中的脉冲频率整数倍频谐波和相应的电磁干扰。
（1）计算法 PWM技术分为等面积（等冲量）计算法和选择谐波消去法。等面积计算法在三相电路中的具体技术即为空间矢量调制（SVM），或称为空间矢量PWM（SVPWM）。
（2）调制法 又称载波法，由希望生成的等效信号（调制波）对载波（一般是三角波）进行调制即实时比较而获得PWM波形，也称为由载波对调制波进行采样，所以调制法也称为三角波采样法。三角波采样法又分为自然采样法和规则采样法两种，自然采样法一般用于模拟控制电路，规则采样法一般用于数字控制电路。用调制法实现双极性PWM波形时需要将调制波与双极性三角波比较，实现单极性PWM波形时需要与单极性三角波比较。用调制法实现单沿调制PWM波形时需要采用直角三角波（锯齿波）作为载波，实现双沿调制PWM波形时需要采用等腰三角波作为载波。
（3）滞环比较法 滞环比较法以及由之衍生出来的定时比较法在工程实际中不如计算法和载波法那样应用广泛。
多电平PWM波形的生成一般也采用计算法和载波法这两类技术。在计算法中，三相多电平PWM大多采用空间矢量调制。在载波法中，多电平PWM可采用载波移相脉宽调制（Carrier Phase Shifted PWM，CPSPWM）或载波层叠脉宽调制（Carrier Level Shifted PWM，CLSPWM）。近年来有文献提出最近电平调制（Nearest Level Modulation，NLM）和最近矢量调制（Nearest Vector Modulation，NVM），本质上是交流输出的每个周期内每个电平只通过一个脉冲来实现与期望等效的波形对应部分近似相等的面积，而不是传统那样由许多个脉冲来等效，原理上与传统的PWM有所不同，但同样可以采用计算法或载波法等具体技术实现。
按照脉宽调制技术的基本原理，在调制波 u r 和三角载波 u c 的自然交点时刻控制电力电子开关器件的通断，见图5.4-7，这种生成PWM波形的方法称为自然采样法。自然采样法是最基本的脉宽调制方法，所得到的PWM波形很接近调制波。该方法采用微机数字控制系统实现时需求解复杂的超越方程，进而花费大量的计算时间难以在实时控制中在线计算。因此，该方法通常只用于模拟控制场合。
图5.4-7 自然采样法示意图
规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，其效果接近自然采样法，但计算量要比自然采样法小得多。图5.4-8为规则采样法示意图，取三角波 u c 两个正峰值之间为一个采样周期 T c ，在三角波的负峰时刻 t D 对调制信号波采样而得到D点，过D点作一水平直线和三角波分别交于A点和B点，在A点时刻 t A 和B点时刻 t B 控制电力电子开关器件的通断。在自然采样法中，每个脉冲的中点并不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合；而规则采样法使两者重合，也就是使每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，这样就使计算大为简化。同时可以看出，规则采样法得到的脉冲宽度 δ 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近，从而有效确保了调制精度。工程实际中调制信号通常实时动态变化，在开关周期的起始点一般无法预先知道本开关周期中点时刻的调制信号值，这时可采用开关周期起始时刻的调制信号值近似作为整个开关周期内不变的调制信号对三角波进行调制。
图5.4-8 规则采样法示意图
等面积计算法按照本篇条目62所述脉宽调制基本原理，依据输出波形、频率、幅值和半个周期内的脉冲数等信息，直接计算出PWM波形中各脉冲的宽度和间隔。按照计算结果控制逆变电路中各电力电子开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。
图5.4-6所示为用一系列等幅不等宽的脉冲代替正弦波的情况。如图5.4-6a所示，将正弦半波分为 N 等份（图中是7等份），可把正弦半波看成由 N 个彼此相连的等宽而不等幅的脉冲组成的波形。用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替这一系列脉冲，使两组脉冲的中点重合且相对应的脉冲量相等，即
式中 V s ——PWM波形输入电压幅值；
t——
（
θ
是正弦函数的角度，
ω
是角频率）；
Δ t ——子区间内矩形波的宽度。
Δ t 在子区间上的起点与终点就是换相点，就得到图5.4-6b所示的脉冲序列，也就是PWM波。
该方法基本原理较为简单，但计算十分繁琐，当需要输出波形的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。
选择谐波消去法是计算法中一种较有代表性的方法，该方法根据拟输出的等效波形，利用数学模型计算出对应的开关时刻，从而达到使输出的PWM波形中不含拟消除次数谐波的目的。在实际应用中，为了减少谐波并简化控制，要尽量使PWM波形具有对称性。如图5.4-9所示，在输出波形的半个周期内，电力电子开关器件开通和关断各三次（不包括0和π时刻），共有6个开关时刻可以控制。首先使PWM波形正负两半周期镜对称以消除偶次谐波，同时使PWM波形在正半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称以消除谐波余弦项简化计算过程。然后采用傅里叶分解获得PWM波形基波和各次谐波幅度关于开关时刻的方程。最后通过设定基波幅度及拟消除的特定谐波，即可求解开关时刻。一般来说，如果在输出波形半个周期内电力电子开关器件开通和关断各 k 次，考虑到PWM波1/4周期对称，共有 k 个开关时刻可以控制。除去用一个自由度来控制基波幅值外，可以消去 k -1个频率的特定谐波。但本方法缺点是当 k 越大时，开关时刻的计算也越复杂。
图5.4-9 选择谐波消去法的输出PWM波形
滞环比较法是一种带反馈的脉冲宽度调制控制方式，即将反馈的电流或电压信号与电流或电压给定值经滞环比较器，得出相应桥臂开关器件的开关状态，使得实际电流或电压能够跟踪给定电流或电压的变化。
采用滞环比较法可实现电压或电流的跟踪控制。图5.4-10a给出了PWM电流滞环比较控制的单相半桥式逆变电路原理图，图5.4-10b是相应的输出电流波形。如图5.4-10a所示，把指令电流 i * 和实际输出电流 i 的偏差 i * -i 作为滞环比较器的输入，通过其输出来控制开关器件V 1 和V 2 的通断。滞环环宽对跟踪性能有较大的影响。环宽过宽时，开关动作频率低，但跟踪误差增大；环宽过窄时，跟踪误差减小，但动作频率过高，甚至会超过开关器件的允许频率范围，开关损耗随之增大。
滞环比较法较其他PWM方法具有以下特点：硬件电路简单；属于实时控制方式，响应快；不需要载波，输出波形中不含有特定频率的谐波分量；和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量较多；开关频率不固定造成较为严重的噪声；属于闭环控制，这是各种跟踪型PWM交流电路的共同特点。为应对滞环比较法中开关频率不固定这一现象，可采用固定采样周期对指令信号和被控制量进行采样比较，进而控制开关器件通断，使被控制量跟踪指令信号。该方法称为定时比较法，确保了开关频率固定，但跟踪精度将有所降低。
图5.4-10 PWM电流滞环比较控制的单相半桥式逆变电路及运行波形图
SPWM调制法是以三角波作为载波，以正弦波作为调制波的一种脉宽调制方法。在三相交流系统中，一般采用双极性控制方式，调制波为相位依次相差120°的三相正弦信号。
图5.4-11a是三相桥式PWM逆变电路，U、V和W三相的PWM控制共用一个三角波载波 u c ，其频率即为电力电子开关器件的开关频率。运行波形如图5.4-11b所示，三相调制信号 u rU 、 u rV 和 u rW 依次相差120°，其频率为交流基波频率，其幅值除以三角载波的幅值即为调制比 m ， m ∈[0,1]。U、V和W各相功率开关器件的控制规律相同，各相调制波分别与载波比较，比较结果控制该相桥臂开关器件通断，输出的 u UN′ 、 u VN′ 和 u WN′ 波形都只有± U d /2两种电平。
三相交流SPWM具有原理简单，控制调节性能好，输出谐波含量小等优点；但该方法直流电压利用率低，只有空间矢量调制方法（SVPWM）的0.866倍，效率也较低。
图5.4-11 三相桥式PWM逆变电路及运行波形图
空间矢量调制（Space Vector Modulation，SVM）是在固定坐标系下，通过开关矢量等效合成参考电压矢量的方法，精确计算出对应开关矢量在一个开关周期内的作用时间，进而控制每个电力电子开关器件的开通与关断时间，使得变流器输出波形与参考电压波形一致。
以两电平SVM为例，每相桥臂有两个开关管，假设在任意时刻一个开关管导通，一个开关管关断，以p表示上开关管导通，n表示上开关管关断，因此三相桥臂共有[pnn]、[ppn]、[npn]、[npp]、[nnp]、[pnp]、[nnn]、[ppp]8种开关组合状态。具体的SVM实现基本步骤如下：
1）通过坐标变换将不同的开关组合状态对应的三相线电压和三相参考电压转换成αβ坐标系下的开关矢量 V 1 ～ V 6 和参考电压矢量 V ref ；2）利用开关矢量分布进行扇区划分，进而根据参考电压矢量所在扇区位置选择合成所需的开关矢量；3）计算对应开关矢量作用时间；4）生成空间矢量作用序列。
因为三相参考电压呈正弦变化，所以参考电压矢量在αβ坐标系下的运动轨迹是一个圆，幅值为三相参考电压幅值。如图5.4-12所示，SVM下调制度最大可达
，较载波调制提升约15%。
图5.4-12 基本两电平SVM参考电压矢量合成原理图
SVM与SPWM两种调制方法都是利用一系列等幅不等宽的脉冲等效代替正弦波，但是SVM调制下开关脉冲宽度是通过精确计算得到的，而不是和载波比较得到的，具有相对较强的鲁棒性和灵活性。SVM在运行过程中，可以通过调整开关矢量选择及作用序列实现不同的控制功能。此外，SVM的三相输出电压谐波含量更少，波形质量更好。但在多电平变流器SVM过程中，随着电力电子开关器件数量的增加，计算量和控制复杂程度也会相应增加。
相较于传统的两电平调制，多电平调制具有电平数量增多，滤波器滤波后的输出电压更接近理想正弦波，谐波含量更少等特点，且各级电平之间的幅值变化更低，所产生的d u /d t 对负载的冲击更小。
多电平PWM主要采用多载波实现，对于 N 电平拓扑，需要（ N -1）个载波进行调制。多载波PWM依据载波分布形式的不同可以分为载波移相PWM和载波层叠PWM两类。对于载波移相PWM，（ N -1）个载波的频率和幅值均相同，相邻载波之间的相位差为360 °/ （ N -1），调制波同每个载波相比较产生各个电力电子开关器件的开关信号。三电平载波移相PWM如图5.4-13所示。
图5.4-13 三电平载波移相PWM示意图
对于载波层叠PWM，每个载波频率相同，相邻载波之间幅值差为1，调制波同每个载波相比较产生各个电力电子器件的开关信号。三电平载波层叠PWM如图5.4-14所示。载波层叠PWM根据载波之间的相位差，可以分为同向层叠，反向层叠以及交替反向层叠三种。同向层叠的载波相位相同，反向层叠的大于0的载波和小于0的载波相位差为180°，交替反向层叠则是相邻载波之间的相位差为180°。
对于多电平变流器而言，载波移相PWM因其有利于输出功率自动均衡的优点，多适用于模块化变流器。而载波层叠PWM可有效消除输出电压中谐波分量，其中同向载波层叠PWM消除输出线电压谐波分量的效果最好。
图5.4-14 三电平载波层叠PWM示意图
脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation，PFM）是一种脉冲调制技术，开关导通时间或关断时间保持不变，通过改变调制信号的频率来实现调制目的，主要包括恒定导通时间（Constant On-Time，COT）调制技术和恒定关断时间（Constant Off-Time，CFT）调制技术。
COT调制保持导通时长恒定不变，对开通时刻进行调制，其开关频率是变化的。图5.4-15为COT调制电压型控制Buck变换器的电路原理图和主要波形图，其基本工作原理为当输出电压 v o 高于参考值 v ref 时开通开关管S 1 ，经过固定的导通时间 T ON 后关断开关管S 1 。
CFT调制保持关断时长恒定不变，对关断时刻进行调制。图5.4-16为CFT调制电压型控制Buck变换器的电路原理图和主要波形图，其工作原理为当输出电压 v o 高于参考值 v ref 时关断开关管S 1 ，经过固定的关断时间 T OFF 后开通开关管S 1 。
与恒频的脉冲宽度调制技术相比，脉冲频率调制技术能通过降低开关频率有效提升轻载效率，同时应用于峰值电流模式控制时能避免不稳定性问题。
图5.4-15 COT调制技术电路原理图及运行波形图
图5.4-16 CFT调制技术电路原理图及运行波形图
电压模式控制（Volt age Mode Control）中，变换器输出电压作为反馈信号与参考电压值进行比较，其差值辅以补偿网络后通入调制器，用于生成开关管控制信号。电压模式控制的控制目标是利用负反馈网络，自动调节开关管控制信号的占空比，从而实现在输入电压或负载等变化时，变换器输出电压能够始终保持在参考值附近一定范围之内。
图5.4-17给出了采用电压模式控制的Buck变换器原理图。图中，变换器输出电压 v o 经由传感器测量之后与参考电压 v ref 作差，所得的误差信号经补偿网络放大作为PWM调制器的调制信号 v ct 并与三角载波信号 V s 进行比较，生成开关管控制信号 d 。理想情况下，稳态时，变换器输出电压 v o 与电压指令 v ref 完全相同。实际应用中，两者之间会存在一定的误差，但是，合理的补偿网络设计，可以使得误差保持在允许的较小范围之内。
电压模式控制的突出优点是幅值较大的三角载波保证了较强的抗噪声能力，同时单一的反馈回路便于补偿网络设计与调试。电压模式控制的不足在于输入电压或负载的任何扰动都必须经历检测、反馈、校正，这意味着响应速度较为缓慢。
图5.4-17 电压模式控制Buck变换器原理图
如图5.4-18所示，开关变换器主要通过输出电压 v o 和电感电流 i L （或开关管电流）的反馈实现闭环控制。控制策略可根据是否反馈电流信号分为电流模式控制和电压模式控制，电流模式控制能够直接调节电感电流，其动态响应速度优于电压控制。根据不同的调制策略，可以得到多种电流控制方法：峰值电流控制、谷值电流控制、滞环电流控制、均值电流控制、电荷控制、谐振控制与重复控制等。其中，前三种控制方法均属于纹波类型控制，直接将电流信号纹波与控制参考比较产生开关信号；后两种控制方法则需要对电流信号进行滤波或积分等预处理，进而与控制参考比较并经过电流调节器产生开关信号。以下对峰值电流控制、均值电流控制、电荷控制、滞环电流控制、谐振控制及重复控制6种典型控制方法进行介绍。
图5.4-18 开关变换器系统原理图
峰值电流（Peak Current Mode，PCM）控制中，开关电流信号替代了电压模式控制的三角载波信号，通过与电压外环控制器生成的控制信号进行比较，并辅以数字逻辑控制，最终获得开关信号。图5.4-19给出了一种峰值电流控制Buck变换器的原理图与运行波形图。图中在每个开关周期初，由时钟脉冲置位RS触发器，控制开关管Q 1 导通；流过开关管Q 1 的电流 i s 采样后与 v ct 进行比较控制开关管关断。
峰值电流控制的突出优点是具有较快的暂态闭环响应速度，简便的控制器设计过程。同时，由于具备峰值电流限流功能，有效提高了应用的可靠性。此外，峰值电流控制可防止在推挽式、桥式电路中变压器磁心饱和问题。峰值电流控制的缺点是对开关电流与控制信号的噪声较为敏感。此外，当占空比 d 大于0.5时，在任何电路拓扑下，峰值电流控制本质上都是不稳定的。为此，一般需在电流采样信号的基础上引入锯齿波进行补偿。
与峰值电流控制相比，均值电流控制电流内环存在高增益积分电路误差放大器，能够对采样得到的电感电流信号进行滤波以去除纹波成分，获取电流均值。图5.4-20a展示了一种均值电流控制Buck变换器结构，该结构的具体控制方式是：参考电压 V ref 与输出电压 v o 作差得到的误差信号经补偿网络放大后作为电流内环的参考信号 v i ，电流采样电阻 R i 两端的电压与 v i 相减后经内环补偿网络滤波生成控制信号 v ct 至PWM调制器的输入端， v ct 与给定锯齿波比较产生控制脉宽驱动开关。图5.4-20b展示了均值电流控制Buck变换器的控制波形，由于电流内环补偿网络起到低通滤波器作用，当电感电流存在噪声扰动时，能够在下一个开关周期内被消除，不会引起次谐波振荡的问题。
图5.4-19 峰值电流控制Buck变换器原理图及运行波形图
均值电流控制法的优点有：不需要斜坡补偿；具有较强的抗干扰特性；电流放大器增益高，易于实现均流。均值电流控制法可用来检测并控制电路中任何支路的电流，因此既可以用来精确控制变换器输入电流和输出电流。均值电流控制法的主要不足为电流放大器在开关频率处的增益有最大限制，同时双闭环放大器增益、带宽等配合参数设计调试复杂。
图5.4-20 均值电流控制Buck变换器原理图及控制波形图
电荷控制属于电流型单周期控制，是近些年兴起的一种非线性控制技术，其将开关电路与非线性控制有机结合起来，这样就能使电路在稳态和暂态过程中，均保持受控量平均值恰好正比于给定值。电荷控制的思想是：控制流过开关器件的电荷量，使流过开关器件的电流平均值在一个周期内达到期望值。图5.4-21a展示了电荷控制Buck变换器原理图，具体实现原理为：开始时，电路中的开关器件处于导通状态，流过开关的电流 i s 对 C T 充电，当 C T 上的电压 v ct 等于参考电压 V ref 时，电路中的开关器件关断， C T 两端并联的VS 2 导通，对 C T 放电。这样就能在一个周期内控制流过电路开关器件的电荷量，从而控制输出电压。其中电容 C T 的积分作用可以将扰动信号以二次方倍的速度体现在积分信号 v ct 上，实现快速的瞬态响应。图5.4-21b展示了电路各点波形，基本控制方程为
简化上式，可得
式中 Q a ——开关导通期间流经的电荷量；
d ——开关导通占空比。
电荷控制能够有效地抑制噪声信号干扰，电路稳定性好，电路简单且易实现；同时方便控制开关电流平均值，非常适合于在Buck变换器、Flyback变换器及CCM模式的功率因数校正装置中应用。电荷控制主要不足为电流环的稳定性与输入电压及负载的变化有关，应用受到限制。
图5.4-21 电荷控制Buck变换器原理图及运行波形图
滞环电流控制实际上就是应用滞环比较法PWM技术（参考本篇第69条）的电流跟踪控制。滞环电流控制由于其结构简单，鲁棒性强和动态响应好的优点，在逆变电源中获得了大量应用；但由于其开关频率不固定，开关频率可控性差，会产生频谱分布较宽的谐波，因此滤波器设计难度较大。
谐振控制器作为一种广义交流信号积分器，用以解决对正弦信号的无差控制问题，其中比例谐振（PR）控制器是最为常用的谐振控制器。静止坐标系下比例谐振控制器已被证明可以获得与同步旋转坐标系下的比例积分控制器相同的稳态和瞬态调节特性，但却无需坐标旋转变化，因此可在数字实现时节约大量计算资源。此外，谐振控制器还有如下显著优势：频率选择特性，仅对谐振点附近的信号提供理想增益，而对远离谐振点频率的信号增益较小；正、负序双向谐振特性，一个谐振控制器可以同时对谐振频率的正序、负序分量提供理想增益。
PR控制器的基本传递函数表达式为
式中 k p ——PR控制器的比例系数；
k r ——PR控制器的谐振系数；
ω n ——PR控制器的谐振频率。
图5.4-22是典型工况下PR控制器的频率响应。它在± ω n 处增益为正无穷，在谐振频率处增益大小由参数 k r 控制，其值越大，PR控制器在谐振频率处增益越大。而在± ω n 以外的其他频率处增益迅速衰减，其带宽非常窄，只能保证在谐振频率± ω n 处具有良好的控制特性。
图5.4-22 PR控制器频率响应波特图
PR控制器是一种理想情况下的控制器，由于电网频率和系统参数波动，PR控制器的谐振频率往往不能与正弦信号的频率正吻合，因此为了提高PR控制器对参数变化的鲁棒性，常采用准PR控制器，其传递函数表达式为
式中 k p ——准PR控制器的比例系数；
k r ——准PR控制器的谐振系数；
ω c ——准PR控制器的截止频率；
ω n ——准PR控制器的谐振频率。
重复控制（Repetitive Control，RC）是一种离散高精度跟踪控制方法，针对参考信号周期已知的线性系统可实现零稳态误差。重复控制是内模原理的直接应用，其根本思想是通过将一个周期信号生成器（即参考信号的动力学结构）嵌入到闭环系统中，从而在该信号的基频及倍频处产生相应高增益。
重复控制的控制框图如图5.4-23所示，其中 N 为参考信号周期与控制周期的比值，生成参考信号动力学结构。由于重复控制器高频增益较高，需要引入滤波器 Q （ z ）抑制高频扰动，保证系统的稳定性。传统方法中 Q （ z ）取一个小于1的常数保证稳定性，依靠数字控制系统本身的延时特性实现高频衰减；但随着数字控制器性能的提升和控制系统降低延时提高带宽的要求，需要一个低频段为单位增益、高频增益迅速衰减的滤波器，目前通常采用梳齿滤波器 Q （ z ）= α 1 z + α 0 + α 1 z -1 满足上述要求。另外，由于控制增益 K rc 受到超前补偿周期数 N L 的限制，为实现最小稳态误差和最佳抗扰性能，应合理选择超前补偿周期数 N L 使得控制增益 K rc 最大。
和其他传统控制方法相比，重复控制的优势主要有：在所有实现特定频率所有倍频处产生高增益的调节器中，重复控制器的离散实现最简单，易于应用；重复控制器的稳态性能最佳。但重复控制也存在一些局限性：重复控制器对被控对象的周期变化非常敏感，且无法调整内部生成信号的周期，适应性较差；重复控制器的动态性能不足。因此，重复控制器主要应用场景为电力电子变换器的谐波抑制，且需与比例谐振等其他控制方法组合使用。
图5.4-23 重复控制的控制框图
电力电子控制系统的电流控制还可以采用无差拍控制等离散线性控制方法。此外，除了电荷控制和滞环电流控制，电力电子控制系统中采用其他非线性控制器用于电流控制的方法和技术近年来也有了快速的发展，比如电荷平衡控制（Charge Balance Control）、滑模控制（Sliding Mode Control）、模型预测控制（Model Predictive Control）、模型参考自适应控制等。它们在不同的具体应用中具有各自的优势。但在大部分应用场合，采用线性控制器就足以满足电流控制的性能要求，所以线性控制仍然是目前电力电子控制系统中应用最广的电流控制方法。
频率和相位跟踪是在有各种扰动的条件下，估测输入信号频率和相位的技术，广泛应用于并网逆变器同步、信号提取以及电动机测速等领域。该技术的主要指标包括抗扰动能力以及动态性能，两者间常需要折中。按照输入信号类型，频率和相位跟踪技术分为单相方法和三相方法；按照是否有频率或相位反馈，分为开环方法和闭环方法。开环方法采用过零检测、傅里叶变换、空间矢量滤波器、卡尔曼滤波器等方法获得相位及频率，无条件稳定，但大多对频率变化敏感。闭环方法根据反馈变量的不同，分为锁相环和锁频环，前者在同步旋转坐标系中实现，后者在静止坐标系中实现。锁相环的应用更为普遍，其基本结构包含鉴相器、环路滤波器以及压控振荡器。其中，鉴相器产生包含相位差信息的信号。常用的鉴相器有乘法器及同步旋转坐标变换。包含相位差信息的信号经过环路滤波器生成估测频率，再经过压控振荡器生成估测相位作为反馈信号。
图5.4-24给出了典型同步旋转坐标系三相锁相环结构，其中鉴相器为同步旋转坐标变换，相位差信息体现在q轴分量中，环路滤波器为比例-积分控制器，压控振荡器为积分器。稳态下，q轴分量被控为0，即估测相位与实际相位之差为0。为了更好地滤除干扰信号，可在环路中或环路外添加额外的滤波器。
图5.4-24 同步旋转坐标系三相锁相环原理框图
单相锁相环中，为避免乘法鉴相器造成的二倍频波动，常构造虚拟正交信号，再经过类似三相锁相环的同步旋转坐标变换鉴相器进行相位跟踪。常用的正交信号生成方法包括希尔伯特变换、二阶广义积分器、四分之一周期延迟等。