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电力电子变流是指，利用电力电子器件为核心组成的电力电子电路，在电源和负载之间，改变电压、电流、频率（包括直流）、相位、相数等一个以上的量。
通常按照交流电和直流电之间的变换来对电力电子变流方式进行分类，可分为整流、逆变、斩波、交流电力控制和周波变流。将交流电变为固定的或可调的直流电称为整流。把直流电变为交流电称为逆变。将一种直流电直接变为另一固定或可调电压的直流电称为直流斩波。将交流电的大小进行改变，而不改变频率和相数，称为交流电力控制。将交流电直接转变为另一频率和电压的交流电称为周波变流。依靠电力电子器件的开关工作，实现以上电力电子变流方式的电路即为电力电子电路。
以上电力电子变流方式中，逆变又可分为有源逆变和无源逆变。无源逆变电路的交流侧与负载相连接，而有源逆变电路的交流侧与电源连接。两种电路有本质的区别。有源逆变电路的构成实际上与全控型整流电路一样，有源逆变只是全控型整流电路的一种工作方式。因此，逆变电路多指无源逆变电路。
在实际应用中，各种基本变流方式并不都是单一地使用，它们经常组合使用，构成组合电力电子变流电路。典型的有带隔离的直流-直流变流电路和交-直-交变频电路。带隔离的直流-直流变流电路为插入变压器实现电气隔离，它先变直流电为交流电，经变压器后再变交流电为直流电，是先逆变后整流的组合。交-直-交变频电路是先变交流电为直流电，再变直流电为交流电，是先整流后逆变的组合。
换相是指电流从由电力电子器件构成的一个臂向另一个臂转移的过程，也可称之为换流。在换相过程中，有的臂要从导通到关断，有的臂要从关断到导通。对于电力电子器件，只要给控制极适当的信号，就可以使其导通。但关断时情况就不同，全控型器件可用控制极信号使其关断，而用晶闸管时，必须利用器件外部的条件关断。使器件关断比使器件导通复杂得多，因此研究换相主要是研究如何使器件关断。
主要换相方式有：1）器件换相 利用电力电子器件自身所具有的关断能力进行换相称为器件换相。在采用IGBT、电力MOSFET、GTO等全控型器件时采用的就是器件换相。2）电网换相 借助于电网交流电压进行换相称为电网换相。适用于可控整流电路、周波变流电路中晶闸管换相。换相时，将电网负电压加在晶闸管上使其电流小于维持电流而关断。3）负载换相 由负载提供换相电压称为负载换相。凡是负载电流超前于负载电压的场合，均可实现负载换相。4）电容换相 设置附加的换相电路，由换相电路中的电容提供换相电压称为电容换相，也称强迫换相或脉冲换相。电容换相又包括直接耦合式、电感耦合式电容换相等，可参见参考文献[2]。
上述四种方式中，器件换相只适用于全控型器件，其余三种方式主要针对晶闸管。器件换相和电容换相是在电力电子装置内部实现的，属于自换相。而电网换相和负载换相需依赖于装置外部的条件（交流电网、负载电压）来实现，属于外部换相。
若电流不从一个臂转移至另外的臂，而是在臂内停止流通而变为零，称为熄灭。
由于电力电子器件的非线性特性，使得电力电子电路是一种非线性电路，但是当把电力电子器件看作理想开关时，电力电子电路就成为分段线性电路。当电力电子器件的导通或关断状态保持不变时，电力电子电路是由电阻 R 、电感 L 、电容 C 和电压源 E 组成的线性的 RLCE 电路，只有电力电子器件的状态发生变化时，电力电子电路才在不同的线性 RLCE 电路之间切换。利用开关函数，可以对此进行分析。
如果将电力电子开关在导通时用1表示，关断时用0表示，就成为开关函数 S （ t ）。
图5.3-1a所示为用开关表示的半桥逆变电路，在使开关S 1 、S 2 如图5.3-1b那样导通和关断时，就可以得到如图所示的波形 S 1 （ t ）、 S 2 （ t ）。
图5.3-1 半桥逆变电路的开关函数
在电力变流器中，通过控制开关函数的变化可以得到与之相应的变流结果。可以控制开关函数的三个变量，即角频率、脉冲宽度和脉冲相位。变流器中可以使用的电源为直流电源或交流电源。例如，表5.3-1给出的是改变开关函数角频率时相应的变流方式。其中，将直流电源的角频率看作0。
表5.3-1 改变开关函数角频率时的变流方式
提高电力电子器件的开关频率以减小电力电子装置的体积和重量，在很多场合是十分必要的，但直接提高开关频率会增加开关损耗、增大开关噪声和电磁干扰等很多问题。软开关技术通过在PWM基本电路中增加电容、电感和辅助开关等，引入谐振过程使电力电子器件在零电压条件下开通或在零电流条件下关断，从而改善开关过程、降低开关损耗和噪声。现有的谐振和软开关电路，根据产生谐振的方式不同可分为三类。
（1）准谐振电路 如图5.3-2所示，分零电压准谐振（ZVS QRC）、零电流准谐振（ZCS QRC）和零电压多谐振（ZVS MRC）三种。利用与开关串联的电感 L r 和并联的电容 C r 产生谐振，使电路中的电压或电流波形为正弦半波。缺点为开关承受的电压或电流峰值较大，通常采用定脉宽调频的脉冲频率调制（PFM）控制方式，滤波器设计困难，电磁干扰频带宽。
（2）零电压开关PWM和零电流开关PWM软开关电路 如图5.3-3所示，这类电路的谐振电感同主开关串联，谐振过程由辅助开关S 1 引发，发生在主开关S开通或关断前后，故又称边沿谐振，电路中电压和电流波形基本为方波，电压和电流的应力明显下降。采用定频调脉宽的脉冲宽度调制（PWM）控制方式，性能优于准谐振电路。
图5.3-2 准谐振电路
图5.3-3 零电压开关PWM和零电流开关PWM软开关电路
a）零电压开关PWM软开关电路
b）零电流开关PWM软开关电路
（3）零电压过渡PWM和零电流过渡PWM软开关电路 如图5.3-4所示，这类电路中谐振网络同主开关或二极管并联，谐振由辅助开关引发，也是边沿谐振，谐振电压和谐振电流更小。采用PWM控制方式，较前者效率更高、性能更优。
图5.3-4 零电压过渡PWM和零电流过渡PWM软开关电路
a）ZVT PWM b）ZCT PWM
在软开关电路中，目前一种广泛应用的电路是移相全桥电路。移相全桥零电压开关PWM电路基本拓扑如图5.3-5所示，其特点为：变压器一次侧串联了电感 L r ，每个开关上并联了谐振电容 C S1 ～ C S4 。
图5.3-6为电路的开关函数和理想化波形，其控制方式的特点为：在一个开关周期 T S 内，每一个开关导通的时间都略小于 T S /2，而关断的时间都略大于 T S /2；同一个半桥中上下两个开关的开关函数互补，一个开关的关断时刻到下一个开关的开通时刻之间有一定的死区时间；互为对角的两对开关S 1 的波形比S 4 超前0～ T S /2时间，而S 2 的波形比S 3 超前0～ T S /2时间，因此称S 1 和S 2 为超前的桥臂，而称S 3 和S 4 为滞后的桥臂。
图5.3-5 移相全桥零电压开关PWM电路的基本拓扑
图5.3-6 移相全桥电路原理性波形
S 1 ～ S 4 —开关 S 1 ～S 4 开关函数 u AB —超前与滞后桥臂中点间电压 u L r —谐振电感 L r 两端电压 i L r —谐振电感 L r 的电流，即变压器一次侧电流 u T1 —变压器一次侧电压 u R —二次侧整流后脉动直流电压 i L —输出滤波电感 L 的电流 i VD1 —二次侧整流二极管 VD 1 的电压 i VD2 —二次侧整流二极管 VD 2 的电压
电路的工作原理可以简单描述为：S 1 （S 2 ）关断后电感 L r 和 L 与电容 C S1 和 C S2 谐振，使S 2 （S 1 ）的电压降为零，并通过其内部的反并联二极管续流，给S 2 （S 1 ）造成零电压开通的条件；S 3 （S 4 ）关断后电感 L r 与电容 C S3 和 C S4 谐振，使S 4 （S 3 ）的电压降为零，并通过S 4 （S 3 ）内部的反并联二极管续流，给S 4 （S 3 ）造成零电压开通的条件。
在谐振过程中，电感的储能应足够大，以使开关两端的电压能在其开通前降为零，因此电路是否能实现软开关取决于谐振参数和输入电压、负载电流的大小。一般来说，谐振电感 L r 较大、谐振电容 C S1 ～ C S4 较小、输入电压较低、负载电流较大时容易实现软开关，反之则不易。滞后桥臂换流过程中参与谐振的电感较小（仅有 L r ），所以比超前桥臂更难实现软开关。
移相全桥电路的优点是电路简单、控制容易、效率较高。其存在的问题是软开关工作范围有限、存在占空比丢失现象使有效的输出电压下降、整流二极管VD 1 和VD 2 承受较高的过电压等。
常用整流电路主要分为单拍（中线式）整流电路和双拍（桥式）整流电路两大类，其联结形式和电量关系见表5.3-2。该表适用于二极管整流器和晶闸管变流器（包括整流和有源逆变）。当直流电流 I d 和理想空载直流电压 U d0 已知时，可根据表列计算关系算出各主电量参数。
表5.3-2 常用整流电路的联结型式和电量关系
（续）
①当整流器采用平波电抗器时，器件电流接近矩形波，因此在一般计算中，对采用平波电抗器的整流器，取对应于 L d =∞的数值；对不用平波电抗器的整流器，取对应于 L d =0的数值； L d =0臂电流有效值最大值为 α =0的数值。
②括号中数值，对应于平衡电抗器失去扼流作用（相当于空载或轻载）时臂的反向工作峰值电压的计算关系；
③ α —触发延迟角； γ —换相重叠角；功率因数为 L d =∞时变压器一次侧的数值。
见表5.3-3。整流器联结形式选择的原则为1）保证较高的变压器利用率（直流功率 P d 与变压器的等值容量 S T 之比要大），避免产生磁通直流分量；2）电力电子器件的电压、电流容量得到充分利用；3）有尽可能多的脉波数 p ，以减小输出直流电压的脉动分量，限制网侧谐波电流，保证较高的功率因数，尤其在大容量设备中更应注意。
表5.3-3 常用整流电路联结型式和选择
对逆变电路的分类可从不同角度划分，其中根据直流侧电源性质的不同可以分为两种：直流侧是电压源的称为电压型逆变电路，直流侧是电流源的称为电流型逆变电路。典型的电压型逆变电路和电流型逆变电路分别如图5.3-7a和b所示，均为三相桥式接法。表5.3-4对两类电路的特点进行了比较。
图5.3-7 典型电压型和电流型三相桥式逆变电路
a）电压型 b）电流型
表5.3-4 电压型逆变电路和电流型逆变电路的比较
在晶闸管逆变电路中，负载换相方式利用负载电流相位超前电压的特点来实现换相，不用附加专门的换相电路，应用较多。负载换相式逆变电路又包括并联谐振式逆变电路和串联谐振式逆变电路，如图5.3-8所示。
图5.3-8a所示的并联谐振式逆变电路属电流型，故其交流电流波形接近矩形波，含有基波和各奇次谐波，因基波频率接近负载电路谐振频率，故负载电路对基波呈现高阻抗，而对谐波呈现低阻抗，谐波在负载电路上几乎不产生压降，因此负载电压波形接近正弦波。
图5.3-8b所示的串联谐振式逆变电路属电压型，其输出电流接近正弦波。由于负载电感线圈功率因数很低，串联电容 C 进行补偿，该电容同时也起到换相电容的作用，对于这种换相电容和负载串联的逆变电路，也称为串联逆变电路。
串联逆变电路中流过晶闸管的电流为正弦半波电流，对充分利用晶闸管的开关速度有利，故可用于频率较高的中频电源。
图5.3-8 负载换相式逆变电路
a）并联谐振式逆变电路
b）串联谐振式逆变电路
直流-直流变流器（DC-DC Converter）的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路。直接直流变流电路也称斩波电路（DC Chopper），它的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，一般是指直接将直流电变为另一直流电，这种情况下输入与输出之间不隔离。间接直流变流电路是在直流变流电路中增加了交流环节，在交流环节中通常采用变压器实现输入输出间的隔离，因此也称为带隔离的直流-直流变流电路或直-交-直电路。习惯上，直流-直流变流器包括以上两种情况，且甚至更多地指后一种情况。
直流斩波电路的种类较多，包括6种基本斩波电路：降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路，其中前两种是最基本的电路。利用不同的基本斩波电路进行组合，可构成复合斩波电路，如电流可逆斩波电路、桥式可逆斩波电路等。利用相同结构的基本斩波电路进行组合，可构成多相多重斩波电路 [7] 。多重化斩波电路控制复杂，但其输入和输出电流脉动小、各基本斩波电路可互为备用，提高了可靠性。
基本斩波电路的电路形式、原理和输入输出关系见表5.3-5。
表5.3-5 基本斩波电路
①图中所画电力电子器件为IGBT，使用时可选各种器件；
② d 为器件导通的占空比。
复合斩波电路可以看作是基本斩波电路的组合。图5.3-9所示分别为电流可逆斩波电路的原理图及其典型工作波形。V 1 和VD 1 构成降压斩波电路，由电源向电动机供电，为电动运行。V 2 和VD 2 构成升压斩波电路，把电动机的动能回馈到电源，为再生运行。该电路可工作于第一和第二象限。
图5.3-9 电流可逆斩波电路及工作波形
图5.3-10所示为桥式可逆斩波电路。该电路可以看作是两组电流可逆斩波电路的组合，它可工作于四个象限。当V 4 保持导通时，该电路与图5.3-9a所示的电流可逆斩波电路等效，可工作于第一和第二象限。而当V 2 保持导通时，该电路可工作于第三和第四象限。
典型的隔离型直流-直流变换器形式、原理和输入输出关系见表5.3-6。
图5.3-10 桥式可逆斩波电路
表5.3-6 典型隔离型直流-直流变换器
①为电流连续模式下的输入输出电压关系；
② d 为器件导通的占空比， d = t on / T 。
谐振变换电路是将 L 、 C 元件适当地组合、连接形成特定的网络与变换器和负载相连接。由于 LC 网络频率特性所呈现的选频特性，使变换器的输出电流（或电压）在开关周期内呈现近似正弦变化规律，如果变换器的开关频率选择适当，可以使开关器件在电流接近过零时开通和关断，进一步降低开关器件的开关损耗。因此，谐振变换电路在高频变换电路中得到了广泛的应用。
LLC谐振变换器电路的谐振网络由3个 LC 元件构成，在实际电路中经常用变压器的励磁电感作为 L p ，这样电路的结构可以进一步简化，如图5.3-11所示。
图5.3-11 LLC谐振变换器电路
a）电路结构 b）等效电路
采用基波等效法，可以获得该电路的基波等效电路见图5.3-12。
图5.3-12 LLC谐振电路的基波等效电路
由LLC谐振电路的基波等效电路可以获得LLC谐振变换器的输入输出电压比的计算式为
式中
Q
e
——品质因数，
；
F ——频率的标幺值， F 为开关频率与谐振频率之比： F = f s / f 0 ；
f
0
——谐振频率，
。
双有源桥变换器（Dual-Active Bridge，DAB）为隔离型双向DC-DC电路，由两组逆变电路通过高频变压器及其等效漏感联结构成。双有源桥变换器工作原理图见图5.3-13。
图5.3-13 双有源全桥型双向DC-DC电路
双有源桥变换器的控制方式多种多样，应用最为广泛和典型的控制方式为移相控制，通过控制开关管的开通与关断时间，使得变换器不同开关管之间产生一定的移相角，通过改变开关管之间移相角的大小从而实现控制变换器的能量传输大小和方向的目的。移相控制方式又可以分为三种移相控制策略：单重移相控制、双重移相控制、三重移相控制。
图5.3-14为采用单重移相控制方式下，DAB变换器的工作波形。一、二次侧全桥逆变电路中互为对角的两个开关同时导通半个开关周期，而同一侧半桥上下两开关互补导通，分别将一、二次侧直流电压逆变成幅值为 U i 、 U o 的方波交流电压，加在变压器及漏感两端。改变一次侧开关与二次侧开关信号的移相角，就可以改变变压器一、二次侧的电流幅值及相位，从而改变传输功率的大小及方向。移相角在0～90°间变化时，传输功率由0增至最大值，传输方向由相位超前的逆变桥至相位滞后的逆变桥。
图5.3-14 单重移相控制下DAB变换器工作波形图
在上述移相控制方式的同时，若调整S 1 （S 2 ）与S 3 （S 4 ）间、S 5 （S 6 ）与S 7 （S 8 ）间的相位角就形成双重移相控制、三重移相控制方式，这两种方式将可以在一、二次侧直流电压差别较大、传输功率大范围变化等条件下优化变压器电流及各开关器件的软开关条件，降低电路损耗，提高电路的工作效率。
使用电力电子器件的交流开关能够任意控制交流开关的开始导通时刻或控制开始及终了时刻，且与机械式开关相比有如下优点：1）响应速度快；2）无触点，因而开关频率高、寿命长、维修少、噪声低、无火花。因此出现了采用各种方式交流开关的交流电力控制电路方案。
如图5.3-15所示，交流电力控制电路中，将交流开关串联或串并联接入主电路来实现，其双方向控制靠半导体器件的组合（如晶闸管的反并联连接）来实现。
图5.3-15a表示单相负载情况下交流开关连接位置。对于三相负载，接法如图b～g所示，图b、e的方式是最常用的，图c是把图b省略了其中一相开关，图d是图b添加了反相序的功能。图f是在负载的中性点侧进行控制的方式，图g是把图f更加简化的方式。
常用的电力电子交流开关可分为开通可控制型和开通、关断可控制型，常用的各种方式见表5.3-7。
图5.3-15 交流电力控制电路的基本结构
表5.3-7 电力电子交流开关的结构
（续）
（续）
交流电力控制电路的用途主要有：电压控制、功率控制、快速频繁开关及电流截断等。
根据应用目的的不同，可采用的控制方式有：导通相位角控制、交流斩波控制、开关控制、电流截断控制等。
（1）导通相位角控制 图5.3-15电路中负载为R-L的情况下，对其中的交流开关进行触发相位角控制，可以控制导通开始时刻，从而对加于负载上的电压、电流有效值进行连续控制。图5.3-16给出了单相交流电力控制电路及其典型工作波形。
图5.3-16 单相交流电力控制电路及其典型工作波形
（2）开关控制 以电源周波数为控制对象，发挥电力电子交流开关的特点，应用于需要快速开关和频繁开关的电路，大致分为通断控制、导通周波数控制、快速开关控制、快速切换控制等。通断控制是用电力电子开关代替机械式开关，当受控对象的调节器输出电平达到上限或下限时，使开关通或断，由此将受控对象控制在一定范围内；导通周波数控制是控制在一定周波数中交流开关导通的周波数，控制其导通比，从而控制平均的输出电压和功率；快速开关控制的典型例子是用于无功补偿用晶闸管投切电容器（TSC）中；而快速切换控制的典型应用有变压器抽头切换、UPS中电源和逆变器的切换等。
（3）电流截断控制 当交流电路短路故障等情况下电流显著增大，此时往往不能等到电流的自然零点，而是应当在电流上升过程中尽早强迫切断电路。图5.3-17所示的晶闸管交流断路器，采用晶闸管导通可控制开关，其原理是预先被充电的电容器依靠辅助晶闸管的触发而放电，与主晶闸管电流抵消使其关断，可在数十微秒内切断电流。切断电流时电感中储存的能量需要采用非线性电阻来吸收。
图5.3-17 晶闸管交流断路器
周波变流电路也称交-交变频电路，是不通过中间直流环节而把电网频率的交流电直接变换成不同频率的交流电的变流电路。图5.3-18所示为单相交-交变频电路的原理图，由两组反并联的晶闸管变流电路（如三相全控桥式变流电路）组成。让两组变流电路按一定频率交替工作，就可以给负载输出该频率的交流电。改变两组变流电路的切换频率，就可改变输出频率。改变变流电路工作时的触发角 α ，就可以改变交流输出电压的幅值。
图5.3-18 单相交-交变频电路原理图
为了使周波变流电路的输出电压波形成为正弦波，可以采用的调制方法有多种，其中广泛采用的是余弦交点法。采用余弦交点法时，变流器的触发角由下式确定：
α =arccos（ γ sin ω 0 t ）
式中 γ ——称为输出电压比， γ = U om / U d0 （其中 U om 为期望输出的正弦波幅值， U d0 为触发角α=0时变流电路的输出电压）；
ω 0 ——输出频率。
按照两组变流器之间是否有环流流过，周波变流电路的工作方式包括无环流方式和有环流方式两种。在无环流方式下，当负载电流反向时，两组变流器的切换需要一定的死区时间，导致输出电压波形畸变，且控制相对复杂。采用有环流控制方式，控制时只需保证两组变流器触发角之和为180°即可，控制相对简单，可以避免死区，但是两组变流器间有环流流过，必须设置环流电抗器，同时效率有所降低。目前应用较多的还是无环流方式。
周波变流电路主要用于交流调速系统，因而实际应用的主要是三相接法，常用的有两种，如图5.3-19所示，分别为公共交流母线进线方式和输出星形联结方式。
图5.3-19 三相周波变流电路接线形式
a）公共交流母线进线方式 b）输出星形联结方式
（1）输出频率上限 交-交变频电路的输出电压是由若干段电网电压组成的，当输出频率高时，输出电压一个周期内的电网电压段数就少，输出电压谐波分量增加，这是限制输出电压频率提高的一个主要因素。此外，负载的功率因数对输出频率也有一定影响。根据输出电压谐波的影响，可以确定输出频率的上限，一般认为，变流电路采用6脉波的三相桥式电路时，最高输出频率不高于电网频率的1/3～1/2，电网频率为50Hz时，交-交变频电路的输出频率上限约为20Hz。
（2）输入位移因数 在交-交变频电路输出电压的一个周期内，变流电路的α角总是从0°～90°不断变化，因此其输入端总是需要无功电流。图5.3-20给出了在不同输出电压比 γ 时输入位移因数与负载功率因数的关系。输入位移因数是输入电流和电压基波分量相位差的余弦，其值略大于输入功率因数。因此，图5.3-20大体也反映了输入功率因数与负载功率因数的关系。
图5.3-20 不同输出电压比 γ 时输入位移因数与负载功率因数的关系
（3）输出电压谐波 交-交变频电路的输出电压谐波组成非常复杂，既和电网频率 f i 以及变流电路的脉波数 m 有关，也和输出频率 f o 有关，其谐波频率为
f on = mkf i ±（ N -1） f o
式中
k
=1，2，3，…；
采用三相桥式变流电路时， m =6，交-交变频电路输出电压所含主要谐波频率为
（4）输入电流谐波 单相交-交变频电路的输入电流谐波包括两类，一类与变流器的结构无关，其频率为
式中 n =1，2，3，…。
另一类输入电流谐波的频率与变流器的结构有关，为
式中 k =1，2，3，…； l =0，1，2，…。
三相交-交变频电路总的输入电流谐波是由三个单相的输入电流合成得到的，有的谐波电流互相抵消，使得总的谐波电流大为减少，其所含谐波频率中与变流器结构无关的为
与变流器结构有关的为
矩阵变换器的概念最初于20世纪70年代末提出，20世纪80年代初得到改进。自此以后，矩阵变换器的研究集中于两个方面：矩阵变换器形状的实现及变换器的控制。相对于传统的交流变换器，矩阵变换器具有较强的可控性，输出频率不受输入频率的限制；可得到较理想的正弦输入电流和正弦输出电压，波形失真度小；输入功率因数为1，且功率因数与负载无关；易于实现能量双向传递；同时由于没有大的储能元件，相对于传统的交-直-交变换器，体积大为减少。典型的三相矩阵变换器包括9个双向开关，如图5.3-21所示。三相输入通过双向开关可以与任何一相输出相连。控制双向开关使得输出电压波形及频率符合要求。由于现在的双向开关都是由非双向器件组合而成，因而控制电路复杂，给矩阵变换器的实际应用带来了困难。
图5.3-21 典型矩阵变换器电路结构
实用的双向开关有三种形式：单IGBT形式、背对背IGBT共集电极形式、背对背IGBT共发射极形式，如图5.3-22所示。单IGBT形式仅有一个IGBT，因此驱动电路简单，但任意时刻都有3个开关器件导通，所以导通损耗大。背对背形式，任意时刻有两个开关器件导通，导通损耗相对较小。采用共发射极形式，每一个开关元件需要相应独立电源，因此整个主电路需要9个开关电源，而采用共集电极形式仅需6个独立电源。所以一般采用共集电极形式。
图5.3-22 双向开关
a）单IGBT形式 b）背对背共集电极形式 c）背对背共发射极形式
从控制方式来说，矩阵变换器有两种控制方法：占空比设定方式和空间矢量调制（SVM）方式。占空比设定方式根据给定输入电压幅度和频率的三相输入电压，计算出每个开关器件的占空比，使得输出电压的波形和频率满足要求，并且输入端功率因数为1。SVM方式的基本原理是矩阵变换器输出电压矢量近似于参考旋转空间电压矢量。对于9个双开关的矩阵变换器，有27种可能的开关组合。此27个电压矢量可分为5组。第一组矢量的相角随输出电压变化而改变。其后的3组矢量有两个共同的特征，即：每一组含有6个相角固定的矢量；每一组的6个矢量组成6边形。最后一组为零矢量。在任意给定的时间 T s ，SVM方式选择4个静止空间矢量来近似参考空间电压矢量。4个空间矢量持续时间可以由计算式给出。
传统的两电平电路的输出电压仅有两种电平，波形不太理想，d u /d t 较高。另外，在需要高电压输出时，由于器件耐压的限制需要采用器件串联，增加了实现难度。如果能使电路输出更多种电平，不但有可能承受更高的电压，也可以使其波形更接近正弦波。目前，常用的多电平电路有中点钳位型多电平电路、飞跨电容型多电平电路，以及单元串联多电平逆变电路和模块化多电平电路（MMC）。
图5.3-23为中点钳位型（Neutral Point Clamped，NPC）三电平逆变电路结构。该电路的每个桥臂由两个全控型器件构成，两个器件都反并联了二极管。一个桥臂的两个器件的中点通过钳位二极管和直流侧电容的中点相连接。例如，U相的上下两桥臂分别通过钳位二极管VD 1 和VD 4 与O′点相连接。
以U相为例，当V 11 和V 12 （或VD 11 和VD 12 ）导通，V 41 和V 42 关断时，U点和O′点间电位差为 U d /2；当V 41 和V 42 （或VD 41 和VD 42 ）导通，V 11 和V 12 关断时，U和O′间电位差为 -U d /2；当V 12 和V 41 导通，V 11 和V 42 关断时，U和O′间电位差为0。在最后一种情况下，通过钳位二极管VD 1 或VD 4 的导通把U点电位钳位在O′点电位上。实现相电压± U d /2和0三种电平输出。
中点钳位型三电平逆变电路还有一个突出的优点就是每个主开关器件关断时所承受的电压仅为直流侧电压的一半。这是该电路比两电平逆变电路更适合于高压大容量应用场合的原因。
图5.3-23 中点钳位型三电平逆变电路
图5.3-24给出了飞跨电容型三电平逆变电路原理图，该电路的每个桥臂由两个全控型器件构成，两个器件都反并联了二极管。上下桥臂两个串联器件的中点间跨接一个电容。
以U相为例，当V 11 和V 12 （或VD 11 和VD 12 ）导通，V 41 和V 42 关断时，U点和O′点间电位差为 U d /2；当V 41 和V 42 （或VD 41 和VD 42 ）导通，V 11 和V 12 关断时，U和O′间电位差为 -U d /2；当V 11 和V 41 导通，或V 12 和V 42 导通时，若电容C的电压为 U d /2，U和O′间电位差为0。实现相电压± U d /2和0三种电平输出。最后两种状态的选择应依据电容电压与其目标电压（ U d /2）的偏差极性以及输出电流的极性决定，以保持电容电压维持为 U d /2。
飞跨电容型逆变电路由于要使用较多的电容，而且要控制电容上的电压，因此使用较少。
图5.3-24 飞跨电容型三电平逆变电路
采用多个单相桥式逆变电路为单元进行串联的方法，也可以构成多电平电路，图5.3-25为三单元串联的多电平逆变电路。单元串联的多电平逆变电路每一相都可以看作是由多个单相电压型逆变电路串联起来的单相串联多重单相逆变电路，多个单元输出电压的叠加产生总的输出电压，通过不同单元输出电压之间错开一定的相位形成阶梯状多电平输出，减小总输出电压的谐波。三单元串联的逆变电路相电压可以产生±3 U d 、±2 U d 、± U d 和0共7种电平。如果每相采用更多单元串联，则可以输出更多的电平数和更高的电压。该电路的主要特点为每个单元可以采用广泛应用的低压IGBT器件，通过标准化设计和制造降低成本，满足各种不同高电压等级输出要求。但串联桥型多电平电路需要给每个单元提供一个独立的直流电源，例如通过给每个单元加一个带输入变压器的整流电路实现。
21世纪初，一种新拓扑结构的单元串联型多电平逆变器电路被提出，并专门命名为模块化多电平变流器（Modular Multi-level Converter，MMC），见图5.3-26。电路中每一相交流输出端都由上、下两个桥臂通过电感连接而成。其每个桥臂都由相同数量的直流-交流变流器单元串联起来。如图5.3-26b展示的其任意一相电路所示，由于每一相有上、下两个完全相同的桥臂，当每个单元的直流侧电容电压相等时，通过控制上桥臂投入的单元数量与下桥臂切除的单元数量保持相等，忽略桥臂电感电压的话，就是维持总的直流侧电压 U d 不变。通过调整上、下桥臂投入的单元数量逐渐变化，就可以在交流输出端与直流侧中点之间形成阶梯状多电平输出电压。如果期望输出交流正弦电压的话，上、下桥臂交流侧电压和交流侧总输出电压的波形通常分别见图5.3-27a、b、c，上、下两条支路中形成的电压在不同电平之间的阶跃变化很大程度上被桥臂电感滤除，总的输出电压为接近正弦的交流电压，交流侧的总输出电流由上、下支路各分担一半。
图5.3-25 三单元串联多电平逆变电路原理图
图5.3-26 模块化多电平变流器电路原理图
a）三相电路原理图 b）其中任意一相电路图
图5.3-27 模块化多电平变流器任意一相的电压波形
a）上桥臂交流侧电压 u xu b）下桥臂交流侧电压 u xl c）交流侧总输出电压 u xo
交-直-交变换器是由整流器、逆变器两类基本的变流电路组合形成，先将交流电整流为直流电，再将直流电逆变为交流电，将一种频率和电压的交流电转换为另一种频率和电压的交流电，因此这类电路又称为间接交流变流电路。交-直-交变换器与周波变流器相比，最主要的优点是元器件数量少、输出频率不受输入电源频率的制约。交-直-交变换器的代表性应用主要有交-直-交交流电动机变频器、在线式交流不间断电源和中频感应加热电源。
交-直-交变换器根据直流侧滤波元件的不同，可分为电压型交-直-交变换器和电流型交-直-交变换器见图5.3-28。当交流负载存在回馈能量的工作状态，例如交流电机回馈制动时，变换器需要具备处理回馈能量的能力，通常采用直流电压泵升限制电路或基于全控型电力电子器件的PWM整流器，分别见图5.3-29、图5.3-30。
图5.3-28 交-直-交变换器结构
a）电压型 b）电流型
图5.3-29 带有泵升电压限制电路的电压型交-直-交变换器结构
图5.3-30 整流和逆变均为PWM控制的电压型交-直-交变换器结构
高频链变换器是针对传统低频交流输出电源中所需的低频变压器体积大、重量大的不足所提出的改进方案，核心思想为采用中间高频交流环节及高频变压器实现输入与输出之间的电气隔离，降低了变压器的体积和重量，提高了变换器的性能。根据输入输出电能形式可分为
（1）交流输入交流输出 典型应用为电力电子变压器，图5.3-31及图5.3-32为两种典型的变换器结构。图5.3-31是单相高频链矩阵式电力电子变压器结构，为矩阵变换器+矩阵变换器的组合。图5.3-32是三级式电力电子变压器结构，为整流器+DC/DC+逆变器的组合。两者的中间交流环节均为高频交流。
（2）直流输入交流输出 通常被称为高频链逆变器。图5.3-33及图5.3-34为两种典型的高频链逆变器结构。图5.3-33被称为周波变换型高频链逆变器，为逆变器+矩阵变换器的组合。图5.3-34是DC-DC变换型高频链逆变器，为逆变器+整流器+逆变器的组合。
图5.3-31 单相高频链矩阵式电力电子变压器结构
图5.3-32 三级式电力电子变压器结构
图5.3-33 周波变换型高频链逆变器结构
图5.3-34 DC-DC变换型高频链逆变器结构
多种电力电子装置在使用时会消耗无功功率，导致供电网的功率因数降低，因此在使用电力电子装置的场合往往需要进行无功功率补偿（以下简称无功补偿）。
无功补偿的作用主要有：1）提高供用电系统及负荷的功率因数，降低设备容量，减少功率损耗。2）稳定受电端及电网的电压，提高供电质量。3）在电气化铁道等三相负荷不对称的场合，通过适当的无功补偿可以平衡三相的有功及无功负荷。
早期无功补偿装置的典型代表是同步调相机。同步调相机既能补偿固定的无功功率，也能动态地补偿变化的无功功率。但总体上说这种补偿手段已显陈旧。
与同步调相机相比，在效果相近的条件下，并联电容器的费用要节省得多。但电容器只能补偿固定的无功功率，还有可能发生谐振使谐波放大，导致事故发生。
静止无功补偿装置SVC（Static Var Compensator）已被广泛用于输电系统阻抗补偿及长距离输电的分段补偿，并大量用于负荷无功补偿。其典型代表是固定电容器+晶闸管控制电抗器（FC+TCR，即Fixed Capacitor+Thyristor Controlled Reactor），晶闸管投切电容器TSC（Thyristor Switching Capacitor）也获得了广泛的应用。SVC的重要特性是它能连续调节补偿器的无功功率，这种连续调节是依靠调节TCR中晶闸管的触发延迟角来实现的。TSC只能分组投切，精细分组或和TCR配合使用，才能实现补偿装置整体无功功率的连续调节。由于具有连续调节的性能且响应迅速，因此SVC可以对无功功率进行动态补偿，使补偿点的电压接近维持不变。因TCR装置采用相控原理，在动态调节基波无功功率的同时，也产生大量的谐波，所以，与之配合的固定电容器通常和电抗器串联构成谐波滤波器，以滤除TCR中的谐波。
比SVC更为先进的是静止无功发生器（Static Var Generator，SVG），也有人称之为静止补偿器（Static Compensator，STATCOM）。SVG也是一种电力电子装置，其最基本的电路仍是三相桥式电压型或电流型变流电路，目前使用的主要是电压型。SVG和SVC不同，SVC需要大容量的电抗器、电容器等储能元件，而SVG在其直流侧只需要较小容量的电容维持其电压即可。SVG通过不同的控制，既可使其发出无功，呈电容性，也可使其吸收无功，呈电感性。采用PWM控制，即可使其输入电流接近正弦波。
在供用电系统中，通常总是希望交流电压和交流电流呈正弦波形。正弦波电压施加在线性无源元件电阻、电感和电容上，其电流和电压分别为比例、积分和微分关系，仍为同频率的正弦波。但当正弦波电压施加在非线性电路上时，电流就变为非正弦波，非正弦电流在电网阻抗上产生压降，会使电压波形也变为非正弦波。当然，非正弦电压施加在线性电路上时，电流也是非正弦波。对于非正弦周期电压电流，一般满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数，其中频率与工频相同的分量称为基波，频率为基波频率大于1整数倍的分量称为谐波，谐波次数为谐波频率和基波频率的整数比。
理想的公用电网所提供的电压应该是单一固定的频率以及规定的电压幅值。谐波电流和谐波电压的出现，对公用电网是一种污染，它对公用电网和其他系统的危害主要有：1）谐波使公用电网中的元件产生了附加的谐波损耗，降低了发电、输电及用电设备的使用效率，大量的3次谐波流过中线时会使线路过热甚至发生火灾；2）谐波影响各种电气设备的正常工作。谐波对电动机的影响除引起附加损耗外，还会产生机械振动、噪声和过电压，使变压器局部严重过热。谐波使电容器、电缆等设备过热、绝缘老化、寿命缩短以至损坏；3）谐波会引起公用电网中局部的并联谐振和串联谐振，从而使谐波放大，这就使上述1）和2）的危害大大增加，甚至引起严重事故；4）谐波会导致继电保护和自动装置的误动作，并会使电气测量仪表计量不正确；5）谐波会对邻近的通信系统产生干扰，轻者引进噪声，降低通信质量，重者导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。
世界许多国家都发布了限制电网谐波的国家标准，或由权威机构制定限制谐波的规定，如IEC 1000-3-2 [8] 、IEEE Std 519-1992 [9] 等。制定的基本原则是限制谐波源注入电网的谐波电流，把电网谐波电压控制在允许范围内，使接在电网中的电气设备能免受谐波干扰而正常工作。
我国技术监督局于1993年发布了中华人民共和国国家标准（GB/T14549—1993）《电能质量 公用电网谐波》 [10] ，该标准从1994年3月1日起开始实施。以下内容引自该标准。
公用电网对于不同的电压等级，允许电压谐波畸变率也不相同。电压等级越高，谐波限制越严。另外，对偶次谐波的限制也要严于对奇次谐波的限制。表5.3-8给出了公用电网谐波电压限值。
表5.3-8 公用电网谐波电压（相电压）限值
公用电网公共连接点的全部用户向该点注入的谐波电流分量（方均根值）不应超过表5.3-9中规定的允许值。当公共连接点处的最小短路容量不同于基准短路容量时，需进行修正。修正的方法可参见参考文献[10]。
表5.3-9 注入公共连接点的谐波电流允许值
为解决电力电子装置和其他谐波源的谐波污染问题，基本思路有两条：1）装设谐波抑制装置来抑制谐波，这对各种谐波源都是适用的；2）对电力电子装置本身进行改造，使其不产生谐波且功率因数可控制为1，这当然只适用于作为主要谐波源的电力电子装置。
装设谐波抑制装置的传统方法就是采用LC调谐滤波器。这种方法既可抑制谐波，又可补偿无功，而且结构简单，一直被广泛使用。这种方法的主要缺点是补偿特性受电网阻抗和运行状态影响，易和系统发生并联谐振导致谐波放大，使LC滤波器过载甚至烧毁。此外，它只能抑制固定频率的谐波，效果也不甚理想。尽管如此，因结构简单、成本相对较低，LC滤波器当前仍是抑制谐波的最主要手段。
目前，谐波抑制的一个重要趋势是采用有源电力滤波器APF（Active Power Filter）。APF也是一种电力电子装置。其基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量。这种滤波器能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响。从与补偿对象的连接方式来看，可分为并联型和串联型，目前运行的装置几乎都是并联型。上述类型都可以单独使用，也可以和LC滤波器混合使用。
对于电力电子装置，除了采用补偿装置对其谐波进行补偿外，还有一条抑制谐波的途径，就是开发新型变流器，使其不产生谐波且功率因数为1。这种变流器被称为单位功率因数变流器。高功率因数变流器可近似看成单位功率因数变流器。除高功率因数变流器外，采用矩阵式变频器也可以使变流器输入电流为正弦波且功率因数接近1。