3.3　阻抗匹配

人们知道，微波功率晶体管的输入/输出阻抗是非常低且具有相当的电抗部分，并且随着器件输出功率的增加而使阻抗变得更低，这些低阻抗必须变换到50Ω，也就是必须要进行阻抗匹配电路的设计。一个合适的阻抗匹配网络可以实现通频带内最佳的功率传递效率，因此，微波功率晶体管放大器的设计关键就是阻抗匹配，即将微波功率晶体管放大器的输入阻抗与信源的内阻实现共轭匹配；微波功率晶体管放大器的输出阻抗与负载阻抗达到共轭匹配；前级微波功率晶体管的输出阻抗与后级微波功率晶体管的输入阻抗实现共轭匹配。因此，实现阻抗匹配的条件是必须知道微波功率晶体管的输入/输出阻抗（前面已提到了一般微波功率晶体管生产厂家都能正确地给出其输入/输出阻抗数据或微波功率晶体管测试架的输入/输出阻抗数据）。固态功率放大器设计师可依据已知阻抗数据用各种不同方法设计阻抗匹配网络。如果微波功率晶体管厂家没有给出阻抗数据，设计师就需要利用微波功率晶体管动态阻抗的测试方法来进行实际工作条件下的准确测试。

3.3.1　微波功率晶体管的动态阻抗测试

图3.9（a）所示为微波功率晶体管动态阻抗测试框图，图3.9（b）是微波功率晶体管测试架示意图。图3.9（b）中微带线 l ₁ = l ₂ = l ，特性阻抗均为50Ω；微带线 l ₃ = l ₄ = λ _g /4，其特性阻抗一般大于80Ω，由此构成高阻扼流图。

测试过程大致如下：

（1）检查测试系统是否正常，把微波信号源输出功率和可变衰减器置于合适位置，测试架上不接微波功率晶体管，用50Ω微带线连接 l ₁ 和 l ₂ ，调节调配器Ⅰ和调配器Ⅱ，使功率计Ⅲ上的读数达到最大。

（2）把可变衰减器的衰减量增大，去掉 l ₁ 和 l ₂ 之间的50Ω微带连接线，接入被测微波功率晶体管，加上额定的偏置电压 U _be （或零偏置）、集电极电压 U _cc （实际工作时的电压值）。

（3）加入所需额定激励功率值（在功率计Ⅰ上读出校准过的读数），反复调节调配器Ⅰ和调配器Ⅱ，使微波功率晶体管输入端反射功率最小（即功率计Ⅱ上读数最小），使输出功率（功率计Ⅲ上的读数）最大。同时，应使其他各项参数达到规定指标（如增益、效率、输出功率等），且保证放大器工作稳定。这时认为晶体管输入/输出达到了共轭匹配。

（4）去掉微波功率晶体管测试架，用矢量网络分析仪（或矢量电压表）分别测“1”端和“2”端的无源二端网络阻抗，将测得的阻抗取共轭值。再在阻抗圆图上沿等 ρ 圆分别按顺时针方向转 l ₁ / λ _g 和 l ₂ / λ _g 的值后，所得值即为微波功率晶体管输入/输出阻抗。

从上述过程可以看出，微波功率晶体管动态阻抗测试问题可归结为无源二端网络输入阻抗的测试。测试输入阻抗时，在图3.9（a）中，“1”端左边所有部分为被测网络，此时信号源不工作；测试输出阻抗时，“2”端右边所有部分为被测网络。两种情况下，测得的阻抗是复数阻抗，取共轭值，便是在测试频率上、一定工作状态下，达到额定输出功率时的微波功率晶体管动态输入/输出阻抗。

3.3.2　阻抗匹配方法

微波功率晶体管放大器通常采用的设计方法主要有两种：输入/输出阻抗共轭匹配法和大信号 S 参数法，有时也需要采用负载牵引法。

阻抗匹配方法既包含输入/输出阻抗的复数共轭匹配，也包含输入/输出阻抗与传输线的实数特性阻抗匹配。阻抗匹配网络的设计是用阻抗匹配方法设计微波功率晶体管放大器的核心部分。以下依次叙述阻抗匹配的不同方法。

1.串联阻抗（或并联导纳）匹配法

串联阻抗匹配法是把微波功率晶体管在中心频率下测得的输入/输出阻抗看成电阻和电抗的串联等效电路，对它进行共轭匹配。微波功率晶体管输入/输出阻抗可分别表示为

（3.26）

设计输入/输出匹配电路时，首先在图3.10所示的阻抗圆图上找出归一化输入/输出阻抗值（一般为对源阻抗50Ω和负载阻抗50Ω归一化）所对应的点 P 和共轭点 Q 的位置，然后沿着等 ρ 圆（等驻波系数圆）分别向信源方向（顺时针）和负载方向（逆时针），转到与 R =1的等电阻圆（单位电阻圆）相交于 A 点和 B 点的位置。所转过的距离 l ₁ 、 l ₂ 用一段归一化基准阻抗微带线（50Ω）来实现，再串联接入圆图上 A 、 B 点的电抗值所代表的电抗元件，就达到了共轭匹配。为了便于实验调试和弥补微波功率晶体管参数的离散性和不准确性，希望串入的电抗元件是一个可调电容，一般在沿等驻波系数圆旋转时，使 A 点落到阻抗圆的右半边， B 点落到阻抗圆的左半边。

并联导纳匹配法是把微波功率晶体管在中心频率上测得的输入/输出导纳看成一个电导和一个电纳的并联等效电路，对它进行共轭匹配。根据微波功率晶体管的输入/输出阻抗 Z _in 和 Z _out ，在阻抗圆图上转换成相应的输入/输出导纳，即

（3.27）

在设计匹配电路时，在阻抗圆图上的 、 只要沿等 ρ 圆转180°，就是对应导纳圆图上的输入/输出归一化导纳。这就可以进行匹配电路设计，其方法与上面相似。只是并接的电纳元件可以使用微调电容器，也可以使用长度小于 的开路分支线。

应该说明：一个串联阻抗完全可用一个并联导纳来等效，上述两种匹配方法是相似的，在阻抗圆图上，阻抗和导纳的相互转换极其简单，也就是圆图上与圆图中心对称的两点所代表的值。串联网络的阻抗和并联网络的导纳的等效变换如图3.11所示，亦可由下述公式来转换。

串联网络变为并联网络的恒等式为

（3.28）

将式（3.28）左边的分子和分母同乘以分母的共轭复数，且令等式两边的实部和虚部分别相等，可得到

（3.29）

反之，把并联网络变为等效串联网络时，可得到

（3.30）

2.1/4波长微带线加电抗调配线匹配法

现在以图3.12为例说明此方法，若微波功率晶体管输入/输出阻抗为

在图3.12中，输入/输出电路用一段1/4波长微带线作为匹配电路，但是1/4波长微带线只能匹配微波功率晶体管复数导纳（复数阻抗）的实数部分，电抗部分还需用电抗调配线 C ₁ 和 L ₁ （ l ₁ 和 l ₂ ）来抵消晶体管复数导纳（复数阻抗）的虚数部分， C ₁ 和 L ₁ 的值可由导纳的电纳分量来计算，且可用短节微带线来实现。在图3.12（a）中， C ₁ 可用微调电容来实施， L ₁ 用一节微带线来实现。在图3.12（b）中，输入/输出阻抗的感抗和容抗部分，分别由微带线 l ₁ 、 l ₂ 来抵消，短线 l ₁ 在 A 点获得阻抗实部值，作为1/4波长变换的起点。短线 l ₂ 的感抗抵消了容抗，由短线 B 点可得出阻抗实部值，也是1/4波长的变换起点，其尺寸可由阻抗圆图求得，如图3.13所示。

设圆图中 A 、 B 点对应实数阻抗（反归一化后） R _A 和 R _B ，则图3.12（b）中的 ， 可用微带线特性阻抗表查得上述阻抗所对应的微带线宽高比 ω / h 的值及有效介电常数 ε _e ，从而可确定其实际尺寸。

应该指出，这种匹配方法中的微带线长度若超过1/4波长，当工作频率较低时，其尺寸将很大，因此此方法适用于较高的微波频段。

3.1/8波长微带线阻抗匹配法

人们知道，只要适当选择微带线的特性阻抗值，1/8波长微带线可将任一复数阻抗变为一纯电阻，如图3.14所示。设1/8波长微带线特性阻抗为 Z ₀₁ 。终端负载阻抗为 ，则其输入阻抗为

（3.31）

若令

（3.32）

则式（3.31）为

（3.33）

把式（3.33）右边的分子和分母同乘以分母的共轭复数并化简得

（3.34）

式（3.34）表示一纯电阻，也就是说只要满足式（3.32）的条件，1/8波长微带线就能将任一复数阻抗转换成一纯电阻。同时，若式（3.32）成立，则1/8波长微带线的负载终端的反射系数的模将为最小值。因为

对上式求极值，由 可求得 Z ₀₁ =| Z _L |，即为式（3.32）。通过再求二次微分可得出上述极限为最小值。这样就可避免整个匹配系统出现大的驻波比。

1/8波长微带线只是将晶体管复数阻抗转换成实数电阻，而没有等于信号源内阻（信内阻） R _g 或负载电阻 R _L ，因此还要用一段1/4波长阻抗变换线使之等于 R _g 或 R _L 。图3.15给出了这种转换关系。

在图3.15（a）中， Z ₀₁ =| Z _L |，而1/4波长变换器的特性阻抗为

（3.35）

图3.15（b）所示为复数阻抗共轭匹配，这时只要选择 Z ₀₃ =| Z _g |， Z ₀₁ =| Z _L |，而 Z ₀₂ 按式（3.36）计算，即

（3.36）

此种方法对微带功率放大器的级间匹配有一定的意义。

4.不定长度微带线直接匹配法

不定长度微带线直接匹配法是仅用一段微带线（其特性阻抗和长度待定）将复数阻抗与实数阻抗进行匹配，或将两个复数阻抗进行共轭匹配。前者适用于输入/输出匹配网络，后者适用于级间匹配网络。这种方法设计简单，但要满足一定条件才能实现，下面给出这些限制条件及相关公式。

如果传输线在终端接负载阻抗 Z _L ，则其输入阻抗为

（3.37）

式（3.37）中， Z ₀ 为传输线特性阻抗， Z _L = R _L +j X _L 是传输线负载阻抗， l 为传输线长度， β 是传播常数，即 ，式（3.37）可写为

（3.38）

设法使 Z _λ 变成信号源阻抗或外部端接负载阻抗（常取50Ω）。由于 Z ₀ 、 R _L 和 X _L 均为实数，要使 Z _λ 为实数，应令式（3.38）右边为实数（以 R _λ 来表示），当 （ k 为某个实常数）时，存在 a = k c ， b = k d ， ，按此特性，可写出传输线输入阻抗是纯电阻时的两个关系式为

（3.39）

（3.40）

可以看出，要把一复数阻抗变为一纯电阻，所需的微带线长度 l 可由式（3.41）求得，即

（3.41）

经过推导可得出该微带线的特性阻抗为

（3.42）

从微波实现的角度出发， Z ₀ 应为实数，所以用式（3.41）和式（3.42）确定的一段微带线实现微波功率晶体管输入/输出阻抗匹配时，要满足下列条件

（3.43）

式（3.43）称为不定长度微带线直接匹配法的判别式。

用一段不定长度的微带线还可实现级间匹配，使两个复数阻抗共轭匹配，如图3.16所示。

若待匹配的阻抗分别为 Z ₁ = R ₁ +j X ₁ ， Z ₂ = R ₂ +j X ₂ ，则设匹配变换段特性阻抗 。这里 Z ₀ 是考虑了制造工艺等因素后选定的阻抗值。待匹配的阻抗应以 Z ₀ 归一化，即

若它们满足下列条件之一：

（1） r ₂ ＞ r ₁ ， ；

（2） r ₂ ＜ r ₁ ， 。

则匹配变换段微带线参数 m 和 l 可利用下列公式计算，即

（3.44）

变换段特性阻抗为

5.T形或Π形网络匹配法

T形或Π形网络匹配法常用于微波频率的低端（VHF波段、P波段、L波段及以下波段），此时，一般选用集总参数元件和分布参数元件相结合的混合结构。这种方法既可匹配纯电阻负载，也可匹配复数阻抗负载。具体元件的设计和计算既可通过匹配网络导出的公式计算，也可通过阻抗圆图求解。

表3.4、表3.5和表3.6分别列出了常用的几种输入/输出和级间匹配网络及其各元件的计算公式。

在工作频率为几百兆赫的功率放大器中，电感元件一般用高阻微带线来实现，电容元件则常用陶瓷微调电容。应该说明的是，表中 Q _L 值一般取值范围在2~6之间。

6.多节并联导纳匹配法

在阻抗匹配的并联导纳法中，其所达到的阻抗匹配，仅限于在工作频率附近能达到的较好匹配，若工作频率改变，微波功率晶体管输入/输出阻抗（或导纳）都会产生相应变化。因此，要保持在较宽的工作频带内具有良好的共轭匹配，就要采用多节并联导纳匹配法。其过程是将微波功率晶体管在不同工作频率上测得的导纳值描在导纳圆图上，按频率顺序由低至高，将导纳值连成一条曲线。设计时，据此曲线选用多个并联电纳，从不同位置接入，以实现在较宽频带内的共轭匹配。

假设并联电纳的接入点离微波功率晶体管的距离为 l ，那么在不同工作频率时，微波功率晶体管导纳值沿各自等驻波系数圆转到并联电纳接入点所旋转的波长数 l / λ _g 是不同的， l / λ _g长 ＜ l / λ _g短 。即在整个工作频带内，高于中心频率的各点导纳值比低于中心频率的各点导纳值沿各自的等驻波系数圆移动 l 距离所走过的波长数大。这样，从微带线上的一点转换到另一点，其导纳值随波长的变化轨迹与原来的不同。这表明，在整个工作频带内微波功率晶体管导纳值变化的轨迹曲线，在接入一段微带线之后，在频带的高端和低端得到不同的拉伸或压缩，由此可使导纳值曲线变换到靠圆图的中心，接近于匹配点，从而达到宽带匹配的目的。下面举例说明。

设微波功率晶体管的导纳曲线如图3.17（a）所示，在中心频率点导纳值为 M ，高频端导纳值为 S ，低频端导纳值为 L 。从弧线 LMS 可以看出，若先接入微带线，让导纳曲线直接转向信号源方向，则 L 点更落后于 S 点，起不了压缩作用。因此，可在微波功率晶体管的输入端（或输出端）并接一个容性电纳，使导纳曲线沿等电导圆往右移动，当弧线 LMS 从 A 区转到 B 区时，频带内高、低端导纳值相对变化不同，如图3.17（a）所示。这时再使 L 、 M 和 S 各点沿各自的等驻波系数圆向信号源方向移动到电导的单位圆附近。然后，并接一个感性电纳，就可将导纳值曲线移到圆图的1+j0点附近达到匹配。图3.17（b）中所标数据可从圆图中读出。

7.微带渐变线匹配法

以多节并联导纳匹配法设计阻抗匹配网络比较简单，但所需尺寸较大，尤其是在微波频率低端，线长有时难以实现；而微带渐变线匹配法恰好适合于微波频率低端。常用的微带渐变线为指数渐变线，其具有频带宽、尺寸小等优点。

如图3.18所示，当微带指数渐变线端接任意阻抗 Z _S ，且微带指数渐变线匹配长度小于 λ _g /4时，任意一点 x 处的输入阻抗 Z _in ( x ) 为

（3.45）

式（3.45）中， 为微带指数渐变线相移常数， 为均匀微带指数渐变线相移常数， 为自由空间相移常数， λ ₀ 为自由空间波长； ε _e 为微带指数渐变线有效介电常数； Z _{C 2} 为微带指数渐变线高阻端的特性阻抗； δ 为表征微带指数渐变线宽度变化率的常数，称为锥度； Z _S 为微带指数渐变线端接阻抗。

当衬底的相对介电常数 ε _r ＜ 2时，有效介电常数 ε _e 为

（3.46）

式（3.46）中， 为微带指数渐变线特性阻抗。

当微带指数渐变线作为阻抗匹配电路时，一般它的高阻端接信号源或负载电阻，这时 Z _S = Z _{C 2} ，这样式（3.45）可以简化为

（3.47）

从此式可以看出，微带指数渐变线输入阻抗呈容性，它与频率、相对介电常数 ε _r 、锥度 δ 和距离 x 相关。当微波功率晶体管输入阻抗呈感性，且感抗不很大时，可选用锥度合适的微带指数渐变线直接达到共轭匹配，这是一个较理想的宽带匹配电路。一般来说，微带指数渐变线容抗不大，如果微波功率晶体管输入感抗较大时，要串联一个小电容或在微带指数渐变线高阻端并联一个开路来实现共轭匹配。

8.1/4波长多阶梯阻抗变换器匹配法

1/4波长多阶梯阻抗变换器的工作带宽，在原理上随着阶梯数目 n 的增大而加宽。这种方法用在L波段以上的功率放大器中很有实用价值。图3.19给出了1/4波长多阶梯阻抗变换器的原理结构。

在图3.19中， 为阻抗跳变或接头电压驻波比， 为截面的固有反射系数。

（3.48）

式（3.48）为阻抗变换比。

现在以二阶梯阻抗变换器为例，分析其工作原理。如图3.20所示，其特性阻抗为 Z ₁ 、 Z ₂ ；长度 ；电长度 ； Z ₀ 、 Z _L 为微带线外接阻抗， Z ₀ ＜ Z ₁ ＜ Z ₂ ＜ Z _L 。 T ₀ 、 T ₁ 和 T ₂ 为参考面，电压反射系数分别为

若没有阻抗变换器， T ₀ 、 T ₂ 参考面连接在一起时的电压反射系数为 。

可证明前面的反射系数 Γ ₀ 、 Γ ₁ 和 Γ ₂ 都小于 Γ ^′ ，所以称下面的分析为“小反射的一阶理论”。

假设 T ₀ 参考面输入一电压 U _0i ，经 T ₁ 参考面传到 T ₂ 参考面，产生三个反射波电压 U _0r 、 U _1r 和 U _2r 。假设这些反射波电压都很小，同时 T ₁ 和 T ₂ 参考面入射波电压幅度可认为与 T ₀ 参考面的入射波电压 U _0i 的幅度相等，只是相位分别滞后了 θ 和2 θ ，所以 T ₁ 参考面入射波电压为 ；而反射波电压为 ，它传到 T ₀ 参考面后相位又滞后了 θ ，成为 。 T ₂ 参考面的入射波电压为 ，产生反射波电压为 ，当它传到 T ₀ 参考面时，相位滞后2 θ ，成为 。所以，若略去参考面之间的连续反射， T ₀ 参考面上从右向左的反射波电压之和为

依此类推，有几个阶梯变换器，那么 T ₀ 参考面上反射波电压之和为

（3.49）

式（3.49）中

由式（3.49）可得出 n 节阶梯变换器在 T ₀ 参考面上的电压反射系数为

（3.50）

若阶梯变换器各参考面的电压反射系数按下式选择，即

则式（3.50）可写成

（3.51）

上面运算中应用了尤拉公式，即 。对 Γ 取模，得

（3.52）

式（3.52）表明，当 Γ ₀ , Γ ₁ , Γ ₂ ,⋯各值给定后，可以有多个 θ 使| Γ |=0，又因 θ 与1/ λ _g 或频率成正比，所以与| Γ |=0对应的频率也有多个值，这就意味着将工作频带展宽了。从上述的分析可以看出，多阶梯阻抗变换器的宽带特性是利用了反射波互相抵消的原理获得的。

切比雪夫型阶梯阻抗变换器的频率特性如图3.21所示，图中 ρ _max 为工作频带内最大驻波系数， λ _{g 1} 和 λ _{g 2} 是工作频带内的边缘频率的导波波长，相应电长度为

（3.53）

取 θ ₁ 和 θ ₂ 的平均值为 θ ₀ ，即 ，相应的导波波长为 λ _{g 0} （ λ _{g 0} 为中心频率导波波长），则有

（3.54）

将 θ ₁ 、 θ ₂ 代入 θ ₀ ，化简得

（3.55）

可以将式（3.55）看作中心导波波长的定义式， θ ₂ - θ ₁ 定义为阶梯阻抗变换器的带宽。称 为相对带宽，以 W _q 表示为

（3.56）

有关1/4波长多阶梯阻抗变换器的设计可参阅有关微波滤波器的设计手册，通过采用查数据表格的方法来设计。目前普遍采用的是计算机自动设计。这里还应指出，1/4波长多阶梯阻抗变换器只能进行阻抗实部变换，在设计微带功率放大器时，作匹配电路阻抗的电抗分量还需用电抗元件来调配。

9.短阶梯阻抗变换器匹配法

前面所讲1/4波长多阶梯阻抗变换器用于微波频率低端时（低于1GHz），其尺寸会显得过大而不实用，为了减小尺寸，采用比1/4波长更短的切比雪夫阻抗变换器，即短阶梯阻抗变换器，它可使两个不同的阻抗实部实现宽带匹配。短阶梯阻抗变换器的构成如图3.22所示，其中每节微带线具有相同长度 l 和不同特性阻抗 Z _j 。通常选择 l =(1/16) λ _g 或 l =(1/32) λ _g 。短阶梯阻抗变换器的频率特性如图3.23所示。该图中每个阶梯的电长度 θ 是频率的变量，而纵坐标表示该变换器的插入损耗 L _A ，定义为

（3.57）

式（3.57）中， P _A 为变换器从信号源获得的最大功率（称资用功率）， P _L 为匹配状态下变换器输出端的负载吸收功率。

短阶梯阻抗变换器的相对带宽 W _q 和中心频率的导波波长 λ _{g 0} 分别与式（3.56）和式（3.55）相同。

从图3.23中的频率特性可以看出，其衰减特性具有周期性，并且在 时为最大。

（3.58）

式（3.58）中， ρ 为驻波系数。在 θ =0时，即直流情况下，从式（3.48）可知， （阻抗变换比），由此得出

（3.59）

令 和 ，则从图3.22和图3.23可知，在 θ =π/2时，各输入阻抗为

依此类推，得到 Z ₀ 处的输入阻抗为

（3.60）

（3.61）

在短阶梯阻抗变换器中， n =1,3,5,⋯和 n =2,4,6,⋯的各节分别属于高、低阻抗系列，运算后，得出反射衰减值 L _{A 1} 为

（3.62）

有关短阶梯变换器的设计，也可参阅有关微波滤波器设计手册。变换器电路具有反对称性，在归一化阻抗表中只给出了一半元件归一化值，另一半元件的阻抗值可通过以下公式计算得出，即

（3.63）

短阶梯阻抗变换器虽然尺寸较小，但是当阻抗变换比 R 大很多时，给微带线的实现带来困难。因此，用它来作微带功率放大器匹配电路时，要谨慎选择。

10.变阻滤波器匹配法

前面介绍的多阶梯阻抗变换器在设计过程中主要考虑通带内特性，实际上其阻带衰减特性差，对谐波抑制能力较弱；而变阻滤波器，既具有阻抗变换作用，又具有滤波特性，同时阻带衰减特性也可以控制，且结构紧凑，很适合于在各个微波频段上应用。

实际上用这种变阻滤波器作为微带功率放大器的匹配网络时，对微波功率晶体管的输入/输出阻抗中的电抗分量（如其值不大的话），可把它归入变阻滤波器的第一个或最后一个元件值。这样就省去了另加电抗调配的麻烦，使电路结构更紧凑，又省去了外加的对频率特性敏感的电抗元件，从而改善了放大器的宽带性能。目前，一般具有内匹配的晶体管，其输入匹配网络通常是以变阻滤波器原型进行设计的。

变阻滤波器的原型电路如图3.24所示。在最平坦型或切比雪夫型低通滤波器（ n 为偶数）原型的基础上，可以根据阻抗变换比的要求，按网络综合法进行设计。

图3.24（a）所示电路适用于从低阻变换到高阻，而图3.24（b）所示电路适用于从高阻变换到低阻。所以在设计中取变换比 R ＞1。从图3.24中还可以看出，对于具有 n 个电抗元件的电路，有 n + 2个元件数值，所有元件值都对 g ₀ 进行归一化。与滤波器原型电路相似， g ₀ 和 g _{n +1} 是电阻还是电导，要根据其位于并联电容还是串联电感附近的情况而定。

切比雪夫变阻滤波器的频率响应特性如图3.25所示，它与低通原型滤波器的频率响应特性不同，尤其是在 ω ^′ =0附近。由于 ω ^′ =0时相当于直流，此时所有串联感抗为零，尤其是并联容抗为无穷大，信号源内阻和负载电阻直接相连（阻抗跳变），就会产生较大阻抗变换比 R 。根据式（3.59），在 ω ^′ =0点时产生衰减峰值的 L _{A dc} 为

（3.64）

L _{A dc} 值一般较大，使变阻低通滤波器呈现类似带通滤波器的频率响应特性（从图3.25可以看出，在频率低端，衰减特性受阻抗变比限制，衰减变化曲线陡度小，响应特性不对称）。在图3.25中， 和 是在纹波电平为 L _{A r} 时的边界频率，中心频率 的定义为

（3.65）

通常滤波器工作频率对 进行归一化，即 ，相对带宽 ω _q 同前所述。由于变阻滤波器的设计已经表格化，所以也可利用相关微波软件进行优化设计。

前面已经介绍了阻抗匹配网络设计常用的各种方法，利用上述方法设计微带功率放大器的步骤如下。

（1）确认设计要求（即确定微带功率放大器的主要技术指标）。

主要技术指标：工作频率，频率变化范围（瞬时带宽），输入激励功率，输出功率、功率增益；

微带功率放大器工作状态：连续波或脉冲运用；

脉冲运用条件：最大工作比，最大脉冲宽度，脉冲重复频率，脉冲上升时间（前沿），脉冲下降时间（后沿），脉冲顶部降落。

（2）根据微带功率放大器的主要技术指标，选择合适的微波功率晶体管，按微波功率晶体管的主要参数，确定微带功率放大器的组成。在选择微波功率晶体管时，其工作频率和频率变化范围一定要大于设计要求的工作频率和频率变化范围，这样才能保证在微带功率放大器的频带两端（高、低边频）满足技术指标要求，因为多级放大器带宽要比单级放大器带宽窄。

（3）根据所选微波功率晶体管，确定微带功率放大器直流工作电压 U _cc 或 U _DS 。

（4）获取微波功率晶体管工作频率范围内的输入/输出阻抗，或微波功率晶体管的测试架阻抗（其共轭值为微波功率晶体管的输入/输出阻抗）。如果没有此数据，就需要在实际工作状态下测试微波功率晶体管的动态输入/输出阻抗。

（5）根据微波功率晶体管的输入/输出阻抗，设计微带功率放大器的输入匹配网络、级间匹配网络和输出匹配网络。

（6）设计偏置、馈电电路和考虑冷却方式。

（7）确定电路结构布局、元件排列等与结构设计相关的问题，以消除自激和振荡的隐患。

（8）进行微带功率放大器调试和性能指标测试。

在以上的各个环节中，匹配网络的设计是关键，设计的目的是在实际工作频率范围内，使微波功率晶体管的输入/输出都得到良好匹配，以最大限度地发挥微波功率晶体管的放大能力。

前面介绍的实现输入/输出阻抗共轭匹配的方法，其简单的匹配电路只能在带内中心频率附近实现共轭匹配，电路越复杂，能达到近似共轭匹配的频率范围越宽。本章所讨论的大多数阻抗匹配都是在复数阻抗与实数阻抗之间及复数阻抗之间的共轭匹配。但其中也有些方法只适用于实数阻抗（即纯电阻）之间的匹配，在此，想通过下述讨论把这些方法推广到共轭匹配的情况。图3.26所示为输入电抗（或电纳）抵消法，它是晶体管输入阻抗 Z _in = R _in +j X _in 与50Ω的共轭匹配的例子。

在图3.26（a）中，利用四元变阻滤波器把 R _in 与50Ω阻抗进行匹配， L _in 作为 L ₁ 的一部分 ，消除了 L _in 对带宽产生的限制。全部设计都按变阻滤波器匹配法进行，当 L _in ＜ L ₁ 时，此设计才可行。图3.26（b）中通过(1/4) λ _g 的变换段和并联电纳调配线来实现输入共轭匹配。设(1/4) λ _g 变换段的特性阻抗为 Z _T ，则设计方程为

（3.66）

式（3.66）中，“Re”表示复数的实部，“Im”表示复数的虚部， Y _s 为容性（开路）短截线特性导纳， l _s 为短截线的长度。式（3.66）中的第二个方程表示在中心频率上将 Y _in 的电纳分量调谐掉的条件。此时可以认为， Y _in 中只有实数分量（纯电导）。当然，这种调谐是窄带的，为了展宽频带，可使容性开路短截线的电纳随频率变化的斜率与微波功率晶体管输入电纳Im Y _in 随频率变化的斜率构成补偿（大小相等，方向相反），这种电纳斜率补偿可用下列方程表示

（3.67）

式（3.67）中， ω ₀ 表示中心频率， λ _g 是开路短截线的导波波长。用此式与式（3.66）中第二个方程联合求解，就可单一地决定开路短截线参量 Y _s 和 l _s 的值。考虑到 （这里 ν _p 是传输线的相速），对式（3.67）求导，得

或

（3.68）

用式（3.66）的第二个方程去除式（3.68），得出

（3.69）

即

式（3.69）右边是已知的，可通过查 函数表或图解表求出 的数值。有了此值，再代入式（3.66）中的第二个方程即可确定 Y _s 的值； Y _s 的值确定后，就可计算出开路短截线的中心导波波长 λ _{g 0} ，由此就可以计算出 l _s 的长度。

通过上述过程，可以在较宽的工作频带内达到微波功率晶体管输入导纳的补偿。应当指出的是，用阻抗匹配法设计宽带微波功率晶体管放大器的目的是要达到在工作频带内使微波功率晶体管输入/输出阻抗尽可能工作在共轭匹配状态，以最大限度地发挥微波功率晶体管的放大能力。这与常说的宽频带工作的含义有所不同。

用阻抗匹配法设计微带功率放大器比较简单，因为微波功率晶体管的输入/输出阻抗（或测试架阻抗）一般由生产厂家给出，若没有给出，用动态阻抗测试也不太复杂，可归结为线性无源网络输入阻抗的测试。现在微带功率放大器的设计普遍采用此方法。

随着各类微波功率晶体管放大器设计软件的不断推出，利用微波CAD软件优化设计微波功率晶体管放大器既方便又准确，这使微波功率晶体管放大器的设计、生产和调试技术都达到了一个新的水平。 tfy5me2SLcqCLy3UeXHFWKsaTjgyJkuhr+76QAcHLayf9jYSB7z63tcNWMmKKXBu