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不同的雷达体制对发射机提出了不同的要求，它主要表现在雷达信号形式和对信号稳定度的要求方面。早期的一般脉冲雷达对发射机的稳定度没有严格的要求，可以选用简单的单级振荡式发射机，而现代雷达对发射机的稳定度提出了比较严格的要求，这是目前广泛应用主振放大式发射机的根本理由。下面就常用的三种不同雷达体制，即脉冲压缩雷达、动目标显示雷达和脉冲多普勒雷达对发射机的要求进行简要讨论。
雷达为了增加作用距离和提高距离分辨率，广泛地采用了脉冲压缩技术。脉冲压缩概念是第二次世界大战后德国的考尔提出的，其基本原理是：雷达发射一个脉冲宽度
τ
非常大的线性调频或相位编码的信号，如图1.5所示。其
τ
与信号带宽
B
的乘积是远大于1的射频信号。接收时，通过接收机内脉冲压缩滤波器将信号压缩成窄脉冲，其宽度为
τ
′
，
，
n
称为脉冲压缩比，其值可为几十至上千；
τ
′
近似为信号带宽的倒数
，相应地幅度增大为
。所以时间带宽乘积又称脉冲压缩比。
图1.5 两种常用脉冲压缩信号
脉冲压缩雷达按其用途不同可分成两大类：一类是为了增加作用距离，克服高峰值功率的限制，而采用长脉冲宽度，即几十微秒至几毫秒，但这时信号瞬时带宽不宽，一般为几兆赫；另一类是为了获得高距离分辨率，提高目标特性的识别率，此时，虽然发射信号脉冲宽度不很宽，但信号瞬时带宽很宽，为几百兆赫至上千兆赫。在脉冲压缩雷达中，应用较多的信号形式主要有两种：一种为线性调频信号，即在脉冲宽度时间内频率呈线性变化，如图1.5（a）所示；另一种为相位编码信号，信号被分成若干个子脉冲，子脉冲宽度相等、相位不同，如图1.5（b）所示。
对于脉冲压缩雷达，发射机的功能主要是争取将射频信号不失真地放大到所需电平，也就是说，要求发射机具有不失真地将大脉冲宽度和大瞬时带宽的信号进行放大的能力。
对于主振放大式发射机，信号失真可分为两类：一类为频率域失真，这是由放大链振幅特性和相位特性的非线性所引起的；另一类为时间域失真，这是由调制脉冲顶部波动、顶降和电源纹波引起信号寄生调相或寄生调幅所产生的。
下面来分别分析放大器振幅特性和相位特性的非线性所引起的信号失真对脉冲压缩雷达的影响。
一个不失真的放大器，它的幅度特性在信号频带内为常数， A ( f )= a 0 ，相位特性为直线， φ ( f )=2π b 0 f 。设放大器输入信号为 S ( f )，则放大器输出信号 s 0 ( t ) 的不失真时间波形为
（1.18）
式（1.18）中， t ′ = t − b 0 。
式（1.18）表明，信号经理想放大器放大，在幅度上增大了 a 0 倍，时间上延迟了 b 0 ，而波形不发生变化。
如果放大器存在失真，则幅度特性不再是常数，相位特性不再呈线性。为了分析简单，假设它们具有简谐型失真（再复杂的失真总可用傅里叶级数分解成多项简谐分量之和），即
（1.19）
（1.20）
式中， a n 和 b n 分别为幅度失真和相位失真的最大值， n 是在信号带宽 B 内变化的周期数，如图1.6（a）所示。
这时放大器的输出信号为
（1.21）
若只有幅度失真而无相位失真时，即 b n =0，则幅度失真项可写成
式（1.21）可写成
（1.22）
式（1.22）中，等号右侧第一项为放大器无失真输出
s
0
(
t
′
)，后两项是由幅度失真引起的附加输出，它们的时间波形和信号波形都相同，振幅为
。在时间上，一个比真实信号超前
，另一个比真实信号滞后
。由此，式（1.22）可写成
（1.23）
图1.6 放大器的幅频特性和相频特性失真对信号的影响
很显然，式（1.23）这样的信号类似于接收机中匹配滤波器的输出信号，其输出除一个真实主回波外，在主回波的两边还存在一对虚假回波，其离主回波的间隔（示波屏上相当于距离）大小与放大器在信号带宽 B 内的失真周期数 n 相关。虚假回波的幅度与放大器失真大小 a n 相关。
若放大器只有相位失真而无幅度失真时， a n =0，因而式（1.21）可写成
（1.24）
其中的相位失真函数可以用贝塞尔级数展开为
把此式代入式（1.24），经整理得出
（1.25）
式（1.25）表明，相位失真会引起一组成对回波。但当
b
n
较小时，如小于0.4rad，就有J
0
(
b
n
)=1，
，J
m
(
b
n
)=0(
m
≥2)。于是有
（1.26）
这说明，对于相位失真较小的情况，由它所引起的失真与幅度失真是相似的，只是虚假回波极性有所不同，图1.6（b）表示了此情况。
在图1.6中给出了幅度特性和相位特性存在失真时产生的虚假信号。为了简便，该图中设定 a 0 =1。因幅度特性和相位特性失真而影响雷达的结果是产生了成对虚假回波，因此称上述分析为成对回波理论。
接下来讨论放大器的时间域失真。此问题已在信号稳定度的讨论中说明过，无论寄生调幅还是寄生调相，只要寄生调制较小，其结果在载频信号频谱两侧产生上、下边带。这种寄生的上、下边带，经脉冲压缩匹配滤波器，其输出也在主回波两侧产生成对回波。
现在以线性调频信号为例加以说明。设放大器无寄生调制时输出信号的包络是理想矩形线性调频脉冲，即
（1.27）
式（1.27）中， μ 为角频率在脉冲宽度 τ 内的变化速率。此信号经过匹配滤波器的输出为
（1.28）
式（1.28）中，⊗ 为卷积符号，
为匹配滤波器的冲激响应。
把 s 0 ( t ) 的表达式（1.27）代入式（1.28），可得
（1.29）
式（1.29）中
使用三角恒等式展开，并忽略二次项，得出
（1.30）
当 t ＞0时，有
（1.31）
当 t ＜0时，有
（1.32）
当− τ ≤ t ≤ τ 时，有
（1.33）
式（1.33）中
（1.34）
式（1.34）表示的是输出信号包络。
如果放大器有简谐的寄生调幅，其输出应为
（1.35）
此信号经过匹配滤波器输出为
（1.36）
式（1.36）由三项组成：一项是式（1.35）中由 s 01 ( t ) 第一项产生的输出，它明显就是 g 0 ( t )；另外两项是式（1.35）中由 s 01 ( t ) 的上、下两边带所产生的。按同样类似的方法可得到
和
如果线性调频信号在脉冲宽度 τ 内的最大频偏为Δ f ，则2πΔ f = μ τ 。于是上两式可写成
和
此两式与寄生调幅输出很相似，所以其输出也表示主回波两侧出现的成对虚假回波。它们与主回波的间隔为
，其中
n
为寄生调相在脉冲宽度内的周期数，其相对于主回波的幅度是
。
对于非线性调频的其他脉内调制（如相位编码等），结果和线性调频相似。
综上所述，允许信号失真电平的大小和脉内调制的类型关系不大，它主要取决于雷达允许的成对回波的大小。
由此可以得出结论，无论放大器频率失真还是寄生调制，都会在主回波两侧产生成对的虚假回波，虚假回波的大小是最大失真值的一半，而它们距主回波的间隔与脉冲宽度 τ 内失真量的变化周期数 n 成正比。这里需要指出的是，在分析各项失真的时候，可以认为各个失真项是单独存在的，虽然在实际中不是这样，但只要失真量不是很大，这样处理是可行的。
为了保证脉冲压缩雷达性能良好，需要对虚假回波提出严格要求。一般要求虚假回波小于主回波30~40dB。这就对发射机放大器的频率失真、脉冲调制器寄生调制的最大值提出了一定的要求，而且这一要求还与失真或寄生调制在脉冲宽度内的变化周期数有关。若它们在脉冲宽度内且变化周期数
n
很小时（如
n
＜1），其虚假回波有部分与主回波重叠或全部落在压缩脉冲宽度内。由于压缩脉冲宽度
τ
′
与信号带宽
B
的倒数近似相等，因此虚假回波距主回波的间隔
也就等于
n
τ
，而
n
＜1时就和主回波重叠。这样，虚假回波使主回波变宽，并变成不对称。这时可允许虚假回波的幅度大一些，但此时雷达距离分辨率会有所下降。
对于脉冲压缩雷达发射机除考虑信号失真和寄生调制外，同时还要考虑发射机频带内噪声输出对雷达的影响，因为带内噪声输出也会产生脉冲压缩的时间旁瓣。
动目标显示（MTI）雷达对发射机的一项根本要求是射频信号的相位在脉冲间具有高的稳定度。下面讨论脉冲间不稳定性对相位相干MTI系统的影响。
两类相位相干MTI雷达系统原理框图如图1.7所示，其中图1.7（a）为自激振荡式雷达发射机，图1.7（b）为全相干主振放大式雷达发射机。
图1.7 两类相位相干MTI雷达系统原理框图
两者消除固定目标回波的原理相同。在图1.7（a）中，由于发射机输出射频信号的两个相邻脉冲之间的相位不相干，所以要对每个发射脉冲确定一个相位基准（定相），这里既可用主波（发射脉冲）定相，也可用回波（接收脉冲）定相。主波定相经定向耦合器从发射信号中取出定相脉冲，与稳定本振混频变成中频锁相脉冲进行中放限幅，对相干振荡器锁相。这时相干振荡器输出的信号含有发射脉冲起始相位信息，然后与接收到回波信号的基准信号在相位检波器比相，由此检出目标信息。
在图1.7（b）所示的全相干主振放大式雷达发射机中，稳定本振信号与相干振荡器信号在上变频器中混频后取出和频信号，作为发射机高频激励信号，经发射机功率放大而输出。此信号中已含有稳定本振和相干振荡器的相位信息。雷达收到的回波信号与稳定本振进行接收混频，将差频作为中频信号，并进行放大、限幅，此信号与相干振荡器的另一输出信号在相位检波器中进行比相，相位检波器输出的信号与回波信号和相干振荡器信号的相对相位有关，这即是全相干系统的特性。当回波信号来自固定目标时，其幅度在脉冲间是不变的，它与相干信号的相对相位也是不变的。因而相位检波器的输出幅度不变，如图1.8所示。如果回波信号来自运动目标，则回波信号和相干信号之间的相对相位将以多普勒频率的速率变化，相应地，相位检波器的输出幅度也以同样速率变化，如图1.8（b）所示。在图1.8（c）中表示了同一距离上既有固定目标又有运动目标的回波信号。相位检波器的输出信号送到一个具有延迟一个重复周期 T 的延迟线与相加器组成的对消器中，对消器把本周期脉冲与前一周期延迟 T 的脉冲相减，其固定目标回波输出为零；只有运动目标的回波才有信号输出，这就是相干MTI系统的基本工作原理。
图1.8 相位检波器的输出信号
从上述的相干MTI系统工作基本原理可以看出，如果发射机射频输出信号在相邻脉冲之间存在幅度不稳定、相位或频率不稳定、触发脉冲时间抖动和脉冲宽度不稳定的情况，都会使固定目标的回波信号不能完全对消，这就限制了相干MTI系统的性能指标。
通常用改善因子 I ′ 来表示MTI雷达系统的性能指标。 I ′ 定义为
（1.37）
式（1.37）中，
称为杂波抑制度或对消比，它是对消器输入杂波功率
与输出杂波功率
之比。
称为信号增益，这是对消器输出信号在所有可能的目标速度上的平均功率与输入信号功率之比。
S
o
取平均值是因为对消系统对不同多普勒频率响应不同，且目标速度是在一定范围内分布的。
在MTI雷达系统中，发射机的各项不稳定量中有发射机射频信号的幅度不稳定、相位不稳定（对主振放大式雷达发射机）、发射脉冲频率不稳定（对自激振荡式雷达发射机）、定时脉冲时间抖动及射频脉冲宽度不稳定等。
（1）对于射频信号幅度的不稳定（接收机中收到目标的回波信号本身也是起伏的）来说，它在接收机中很容易被消除，即在中频放大器中采用限幅中放使加入相位检波器的信号幅度不变，同时在相位检波器电路中采用平衡相位检波器，使加入相位检波器的两路信号（目标回波信号和相干振荡器的基准信号）的幅度相等，这样平衡相位检波器输出信号仅与目标回波信号和基准信号相对相位变化有关，而与幅度无关，这也就将幅度不稳定因素的影响排除掉了。
（2）对于相位不稳定量来说，在主振放大式雷达发射机中，射频功率放大器脉冲间相位会产生变化，如图1.9所示，若用 V c 表示相位稳定时固定目标的回波矢量，而相位差 φ 使固定目标回波矢量变成 V c + V φ ，显然 V φ = V c ⋅ φ 。
回波矢量的摆动经相位检波器转换成输出幅度的变化，在一次对消时，对消器输出杂波剩余为
（1.38）
图1.9 射频功率放大器相位不稳定引起回波矢量的摆动
而输入杂波功率
，故得杂波对消比为
（1.39）
因此，由于发射机功率放大器相位不稳定所产生的对MTI雷达系统改善因子的限制如下：
对于一次对消，有
（1.40）
以分贝数表示为
（1.41）
对于二次对消，有
（1.42）
（1.43）
如果 φ 在脉冲间是不相关的，则改善因子的限制用 φ 的方差表示，一次、二次对消均为
（1.44）
（3）对于振荡器频率不稳定而引起的发射脉冲频率的不稳定，会带来对消剩余。振荡器频率的慢变化，可以由稳定本振的频率自动微调来校正，但频率的快变化，如脉冲间的频率变化则无法校正。相干振荡器虽每次都被发射脉冲锁定，但锁定的不是频率而是相位，因此锁定脉冲过去以后，相干振荡器以其固有频率振荡，此频率与锁定脉冲频率有差异。回波脉冲除在锁定点与相干振荡器信号没有相对相位差外，在脉冲的其他位置还会出现相位误差。为了分析简单，假设相位差 φ 与振荡器频率 f 具有线性关系，即
（1.45）
注意，这里 φ 与 f 是脉间随机变量。因而在一次对消情况下，由振荡频率不稳定所引起的MTI改善因子的限制为
（1.46）
以分贝表示为
（1.47）
对于二次对消，类似地有
（1.48）
（1.49）
如果Δ f 在脉间是不相关的，则改善因子限制用Δ f 的方差表示，对一次、二次对消均为
（1.50）
（4）发射脉冲定时不稳定（即定时脉冲时间抖动）将影响采用模拟延迟线的MTI雷达系统的性能。由于定时脉冲时间的抖动，使对消器前、后两个脉冲时间不能对准，由此导致脉冲前沿和后沿不能对消，如图1.10所示。
图1.10 由于定时不稳定产生的对消剩余
受接收机带宽的限制，输出电压不可能在抖动时间内升到最大值，因此一般假设在一个脉冲宽度内接近其最大值，所以当第
n
个脉冲到来时，一次对消在脉冲前、后沿所达到的幅度为
，
t
n
为第
n
个脉冲前沿抖动时间。因此一次对消剩余功率为
（1.51）
所以
（1.52）
对二次对消有类似的情况，即
（1.53）
对定时脉冲时间抖动在脉冲间不相关的情况有
（1.54）
（5）射频脉冲宽度不稳定对MTI改善因子的限制与时间抖动相似，但它只在前沿或后沿产生对消剩余，其对改善因子的限制为：
对一次对消，有
（1.55）
对二次对消，有
（1.56）
对射频脉冲宽度的不稳定在脉间不相关的情况有
（1.57）
发射脉冲幅度的不稳定对MTI改善因子的限制是
（1.58）
式（1.58）假定幅度不稳定是在脉冲间不相关的情况下发生的。
综上所述，发射机的不稳定因素对MTI雷达系统改善因子的限制如表1.2所示。
表1.2 发射机的不稳定因素对MTI雷达系统改善因子的限制
脉冲多普勒（PD）雷达是利用运动目标的多普勒频移从强地物杂波背景中检测出运动目标回波。PD雷达对固定目标的抑制能力优于MTI雷达10~20dB，同时还可测出运动目标的速度。PD雷达与MTI雷达相比，其主要特点为：①一般采用较高的脉冲重复频率，以避免测速模糊；②对回波信号单根谱线进行多普勒滤波；③一定要采用全相干主振放大式发射机。在PD雷达中发射机一定要采用相干式的，原因是要利用发射信号的相位信息；而在一般MTI雷达中，为了避免测距模糊，总是选择不太高的脉冲重复频率，这样可不考虑多次回波问题（即不必考虑比脉冲重复周期所确定的距离还要远的目标回波），而用发射脉冲对相干振荡器锁相（主波定相）来解决相位相干问题。在PD雷达中采用的高重复频率，存在距离模糊问题，因而一定要考虑多次回波的问题。锁相方法解决不了非同一发射脉冲回波之间相位相干问题；同时，非相干式自激振荡式发射机的稳定度差，不能满足PD雷达的要求。
为了说明PD雷达对发射机稳定度的要求，下面简述PD雷达的组成及回波信号的频谱结构。
机载PD雷达的地物杂波与运动目标回波的频谱结构如图1.11所示，其地物杂波主要由三部分组成：
（1）天线方向图主瓣收到的杂波称为主瓣杂波，其在多普勒频移轴上的位置由飞机相对于地面的速度及天线主瓣照射的位置来决定。因为天线主瓣具有一定宽度，而雷达在同一波瓣中接收的杂波可能是不同的反射点反射的，其多普勒频移有所不同，所以主瓣杂波有一定的多普勒频带。虽然主瓣杂波的频谱宽度与诸多因素有关，但发射机不稳定是使地物杂波展宽的主要因素之一，也是本章要讨论的主要问题。
图1.11 机载PD雷达的地物杂波与运动目标回波的频谱结构
（2）照射到地面的天线副瓣接收到的杂波称为副瓣杂波，其与地物杂波的性质、天线副瓣的形状和位置相关。天线副瓣可能从任一方向照射到地面，因此副瓣杂波在多普勒频移轴上的分布是
，其中
v
是飞机水平飞行速度，
λ
是雷达的工作波长。
（3）高度线杂波是由垂直于地面的天线副瓣接收到的地物杂波引起的。在飞机作水平飞行时，其在多普勒频移轴上的位置为零点。因为副瓣有一定宽度，所以高度线杂波具有相应的频带，由于距离近、强度大，所以发射机因泄漏而产生的干扰也位于高度线杂波的频谱位置上。又因为雷达是脉冲工作的，所以地物杂波以脉冲重复频率 f r 重复出现。运动目标在多普勒频移轴上的位置决定于目标与雷达的相对径向速度。
从地物杂波和运动目标回波的频谱结构出发，可以说明PD雷达的组成特点。图1.12所示为机载PD雷达的组成框图。
PD雷达除强调必须采用主振放大式发射机外，与其他雷达不同的还在于信号处理部分。PD雷达是对脉冲串频谱中的单根谱线进行多普勒滤波的，由于杂波散射体在距离上是均匀分布的，当位置随机且数量足够多时，其杂波回波具有平稳高斯噪声的特性，因此它与热噪声的区别在于，热噪声具有很宽的频带，并且一定的频带可看作白色噪声；而杂波功率谱是频率的函数，是色散噪声。
设杂波谱为 C ′ ( f )，热噪声谱为 N 0 ，信号谱为 S ( f )，根据最佳滤波理论，输出端得到最大信杂比的最佳滤波器的传递函数为
（1.59）
式（1.59）中， t s 是使滤波器能在物理上实现所加的延迟时间，*表示共轭。
最佳滤波器可以由两组滤波器 H 1 ( f ) 和 H 2 ( f ) 级联组成，其中
（1.60）
可用来抑制杂波，而
（1.61）
用来实现信号匹配。
从图1.11所示的目标回波的频谱结构可知，与信号匹配的滤波器既可以用与整个信号频谱相匹配的梳齿滤波器，也可以用与单根谱线匹配的窄带滤波器组。很明显，用窄带滤波器组容易实现。为了使窄带滤波器有效工作，在它前面，要先加一个单边带滤波器，通过单边带滤波器选取载波谱线为
范围内的信号谱线。这样选取载波谱线的优点是它的功率最大，其位置不受脉冲重复频率变化的影响。可以证明，经单边带滤波后的信杂比不受损失。由于目标的多普勒频率有一定范围，且随目标速度而变化，所以窄带滤波器一定是一组滤波器。还应注意，经单边带滤波器滤波后，信号由脉冲变成了连续的，丢失了距离信息，所以单边带滤波应在距离门放大器之后实施。图1.12所示表明了这一点，对搜索雷达来说应设置许多距离门通道以覆盖全部要搜索的距离。
图1.12中使用了零多普勒频率抑制滤波器及主瓣杂波抑制滤波器，以滤去高度线杂波及主瓣杂波。主瓣杂波抑制滤波器的频率特性应是杂波加噪声频谱的倒数，其在多普勒频移轴上的位置随机载雷达的运动速度及天线波束的指向而变化。所以，可以认为主瓣杂波抑制滤波器的位置总和主瓣杂波的位置对准，也就可把它们看作处于相对静止的状态。
在上述杂波滤波器之外，还设置了一个发射脉冲抑制电路并置于距离门放大器之前，以消除发射脉冲泄漏对接收机的影响。具体的做法是采用一个与发射脉冲同步的波门在发射脉冲期间使放大器截止。
了解了PD雷达的工作特点后，下面来讨论发射机的不稳定度（主要考虑短期的不稳定性）对PD雷达的影响。在前面讨论发射信号稳定性时已指明了信号参数的不稳定将会使频谱发生变化。周期性的不稳定会产生新的寄生频谱分量；而随机性的不稳定则会产生寄生的分布边带，即相当于谱线展宽。发射信号的频谱变化一定会反映到杂波和目标回波上，接收机收到的主瓣杂波（虽然高度线杂波和副瓣杂波也一样，但由于主瓣杂波的强度最大，所以主要考虑主瓣杂波的影响）及目标回波也有相应寄生分量及谱线展宽情况。若这些寄生分量没被杂波滤波器抑制并进入窄带滤波器组，就会影响到雷达性能。寄生分量或谱线展宽部分与载频远近不同（即调制频率 f m 的不同），对雷达的影响程度也不同，其影响的结果主要有四种：①产生假目标；②降低杂波背景下的可见度；③在无杂波区信噪比损失；④虚假信号进入跟踪回路后，产生对距离跟踪或角度跟踪的干扰。
图1.12 机载PD雷达的组成框图
下面根据不同的调制频率 f m 分别讨论各种影响的数量关系。
f min 是主瓣杂波滤波器与窄带滤波器组之间的最小频率间隔。当 f m ＞ f min 时，由主瓣杂波引起的寄生频谱分量将落在主瓣杂波滤波器以外并进入窄带滤波器组；当寄生分量大于接收机的热噪声电平时，将被误认为目标或降低雷达杂波下的可见度。
（1）寄生调幅或脉冲寄生调幅。射频信号的寄生调幅或脉冲寄生调幅对PD雷达的影响与MTI雷达一样，但这种信号具有的幅度变化，可通过接收机的中频放大器的限幅放大和采用平衡检相器（使相位检波器输入的接收信号和相干振荡器基准信号这两路信号的幅度相等），以此来消除幅度变化带来的影响。
（2）寄生调频。由寄生调频所产生的边带是在信号谱线两侧 f m 处的一对边频。对于主瓣杂波寄生边频的功率大小应考虑两种情况：一是所谓共同调频情况，即发射信号和本振信号具有相同的寄生调频；二是单独调频，即仅有发射信号或本振信号的寄生调频。
（3）寄生调相。寄生调相和寄生调频是相似的，此时 δ φ 为最大相位偏离，且寄生调相一般是独立的，对它的要求为
（1.62）
式（1.62）中， k s 为寄生调相系数。
（4）寄生脉冲宽度调制。脉冲宽度调制射频信号的频谱相当于把脉冲宽度调制的基带频谱搬移到载频频谱的两边，其具体论述详见《现代雷达发射机的理论设计和实践》一书（强伯涵、魏智编著，1985年国防工业出版社出版）。寄生脉冲宽度调制信号对PD雷达的影响可按寄生调幅信号的方法处理。
（5）寄生脉位调制。脉位调制在接收机中要转变成脉冲宽度调制。因为杂波信号因脉位调制大多数会受距离波门的部分遮挡或部分落在距离波门之外，即接收到的脉冲的一个边沿是由发射脉冲决定的，而另一边沿是由距离波门决定的。所以，这时脉位调制对PD雷达的影响可转变成脉冲宽度调制来考虑。
2）
当调制频率 f m 低于杂波滤波器与窄带滤波器之间的最小频率间隔 f min 时，其主瓣杂波的一阶寄生边频经杂波滤波器衰减，这并不影响雷达工作。但是，对于高阶寄生边频，当 j f m ＞ f min 时， j f m （ j f m 是第 j 次边频）将落入窄带滤波器组并产生假目标或降低杂波下的可见度。
对于寄生调幅来说，只要不过量就不会产生高阶分量。实际中寄生调幅一般很小，所以不会出现过量调幅。脉冲宽度和脉位调制也不存在过量调幅问题。
当 f m ＜ f min 但大于窄带滤波器带宽的一半时，需考虑强目标回波的寄生分量对邻近窄带滤波器的影响，当大于接收机热噪声电平时，会使邻近窄带滤波器误认为出现目标。
当目标回波存在寄生分量时，还要考虑信杂比损失问题的影响。由于目标回波寄生分量的产生会引起载波功率的下降，对于寄生调幅来说，其脉冲宽度和脉位调制、载波功率是不变的，因此不存在此项信噪比损失；而对寄生调相来说，所有的寄生边频均落在窄带滤波器之外（因
），只有载波谱线落在窄带滤波器之内。
3）
（
T
I
是信号检波后的视频积累时间）
当
时，也要考虑两个影响：一是主瓣杂波由寄生调制产生高阶分量进入窄带滤波器；二是目标回波由寄生调制导致载波功率的下降。前者会产生假目标或降低杂波下的可见度，后者将导致信杂比损失。此处不考虑强目标回波可能在邻近窄带滤波器中产生假目标的问题，因为这时
，所以低阶分量不可能落到本窄带滤波器之外，而其他高阶分量幅度小，也可不考虑。
4）
寄生边频小于信号积累时间倒数的情况一般可以不考虑。只是为了避免信噪比损失，需要使信号瞬时频率在积累时间内的变化值不大于检波前的带宽，并且信号幅度在一个积累周期内变化也不要太大。
式 f L − f BW ＜ f m ＜ f L + f BW 中， f L 是跟踪副载波的频率， f BW 是跟踪回路的噪声带宽。
在此范围内信号寄生调制主要影响跟踪误差。寄生调幅相当于幅度噪声影响角的跟踪误差，它在误差信号检波器上产生附加输出，要消除此输出，天线要偏离一个角度。
设此角度偏差的均方根值为 θ E ，跟踪系统的调制灵敏度为 K M （ K M 定义为调幅系数与相对误差角之比），由此得出
（1.63）
式（1.63）中， θ 为雷达天线的波束宽度， K A 为寄生调幅系数。
当角偏差要求一定时，寄生调幅应满足下式
（1.64）
对寄生调相（调频）则可不考虑，因为误差信号检波器是幅度检波器，它不反映相位的变化。
寄生脉位和脉冲宽度调制会影响距离跟踪系统，它们的关系和上面寄生调幅对角跟踪系统的影响相似，上面已经讨论了信号正弦寄生调制的发射机对PD雷达性能的影响，有关PD雷达对发射机不稳定的要求如表1.3所示。
表1.3中，
f
min
是窄带滤波器组与主瓣杂波滤波器之间的最小频率间隔，
B
n
为窄带滤波器的带宽，
τ
d
为主瓣杂波的延迟，
T
I
为信号检波后的视频积累时间，
f
L
为跟踪副载波的频率，
f
BW
为跟踪回路的噪声带宽，
K
A
为寄生调幅系数，
δ
F
为寄生调频的最大频偏，
δ
φ
为寄生调相的最大相位偏离，
δ
τ
为寄生脉冲宽度调制的最大偏离，
δ
p
为寄生脉位调制的最大偏离，
C
′
/
N
为主瓣杂波功率与热噪声功率之比，(S/N)
max
为最大目标信号与热噪声功率之比，
k
s
为安全系数，
j
为
的整数部分，
i
为
的整数部分，
τ
为信号脉冲宽度，
d
min
为脉冲宽度遮挡比，
θ
为天线波束的宽度，
K
M
为跟踪系统的调制灵敏度，
θ
E
为跟踪系统误差的均方根值（角或距离）。
表1.3 PD雷达对发射机不稳定的要求（信号正弦寄生调制）
续表
信号的寄生调制如果不是正弦调制而是窄带噪声调制，则前面讨论的各项关系仍可应用，只要把前面得出的允许最大偏离看作
B
n
带宽中均方根噪声调制值的
倍即可。这样与调制频率远大于
的情况更符合，而对较低的调制频率仅能作为一种粗略的估算。
除正弦调制和窄带噪声调制外，可能还存在脉冲间随机调制，它的主要影响是杂波谱线的展宽进入窄带滤波器组。
脉冲顶降将引起射频信号的线性相位偏移，即
（1.65）
上式中，Δ φ 是脉冲宽度 τ 内顶降引起的最大相移，因此
（1.66）
也就是说，信号的中心频率发生了偏移，而频谱结构没有变化，仍为
分布，即有
（1.67）
当 f = f c 时
（1.68）
故相对功率损失为
若
，则相对功率损失为
。若射频放大器的相位调制灵敏度为
K
φ
，则射频放大器所加电压
U
变化1％所产生的相移值为
（1.69）
相对功率损失为
上式仅适用于最大相移Δ φ 小于90°的情况。
PD雷达对信号稳定度要求很高，一般机载PD雷达对单项寄生调制的要求比载波功率低80dB（因 C / N =70dB， k s =-10dB），而实际上有多项不稳定量同时存在，因而对每项指标要求会更高。这样严格的要求，给PD雷达发射机设计增加了难度。射频放大器的灯丝、偏压电源、高压电源等都需要用稳压电源，并且其纹波和稳定度要优于10 −5 ~ 10 −3 ，脉冲调制器顶部波动（寄生调制）要求不大于2％~3％，顶降不大于5％。