3.2 电机驱动系统EMI的机理

3.2.1 电机驱动系统传导发射测试

1. 永磁同步电机驱动系统结构

永磁同步电机驱动系统是电驱动车辆重要的动力组成部分，由其构成的传导发射系统主要由高压直流电源、高压直流线缆、电机逆变器、三相交流线缆和电机组成，其系统构成如图3-1所示。其中电机逆变器通常由三个桥臂6个全控式功率器件IGBT（T1～T6）组成，每个IGBT反向并联一个续流二极管，来自栅极控制信号决定IGBT开通和关断。

2. 传导电磁发射测试布置

根据GB/T 18655—2018，电机逆变器的高压直流电源线的传导发射（电压法）测试布置如图3-2所示，主要由高压直流电源、2个线性阻抗稳定网络（LISNs）、1.5m高压直流电缆、电机逆变器、1m三相交流线缆、永磁同步电机、电机负载（测功机）和EMI接收机组成。在电机驱动系统正常工作情况下，EMI接收机可以通过LISNs测量150kHz～108MHz频段的高压正极电源线和负极电源线的传导骚扰电压，传导骚扰电压要求满足GB/T 18655—2018定义的限值等级要求。图3-3所示为测试平台，电机参数见表3-1。

根据标准GB/T 18655—2018要求的频段（0.15～0.30MHz、0.53～1.8MHz、5.9～6.2MHz、30～54MHz、48.5～72.5MHz、68～87MHz和76～108MHz）进行测试，传导电压试验结果如图3-4所示。可以发现，在0.53～1.8 MHz、30～54MHz、48.5～72.5MHz、68～87MHz频段，高压正极电源线的传导电压的峰值和平均值都超出了标准平均值等级5的限值要求，尤其是在1MHz和30MHz，出现了明显的传导电压尖峰。因此，为了研究高压母线上电磁干扰的形成机理，从而较为准确地预测高压电源线传导骚扰电压，有必要建立一种高频电路模型，来定量分析传导电磁干扰噪声源与高压正极电源线传导骚扰电压的关系，以确定导致传导EMI超标的主要部件参数。

3.2.2 IGBT电磁干扰源

逆变器选择车用英飞凌FS800R07A2E3型IGBT模块为研究对象，该模块由3个桥臂6个IGBT组成，每个IGBT反并联一个续流二极管，IGBT开关频率为10kHz，主要技术参数见表3-2。

建立考虑寄生参数的IGBT等效电路模型，如图3-5a所示，VD是寄生二极管；IGBT存在3个结电容，即栅极与发射极之间的极间电容 C _GE ，栅极与集电极之间的极间电容 C _GC 和发射极与集电极之间的极间电容 C _CE （ C _ies = C _GE + C _GC ， C _oes = C _CE + C _GC ， C _res = C _GC ）； L _G 、 L _E 与 L _C 分别是栅极、发射极和集电极的引线电感，根据 L _S 和 L _sCE 计算； R _EE 与 R _CC 为对应的引线的电阻，根据 R _CC+EE 和 R _Gint 计算。图3-5b、c所示为理想情况下和实际考虑寄生参数时的在IGBT集电极C与发射极E之间的电压波形。

下面分析IGBT导通时间 t _on 、上升（下降）时间 t _r （ t _f ）、开关频率 f （或周期 T ）以及上升沿处的振铃对 U _CE 幅频特性的影响。

（1） t _on 影响

电机的电压、电流和功率由脉冲梯形波的占空比 D _y = t _on / T 调节来实现，因此在给定开关频率下，分析梯形波导通时间 t _on 对梯形波幅频特性的影响，可以获得不同电机负载工况对传导EMI的影响规律。令梯形波的幅值为330V， f =10kHz， t _r （ t _f ）=0.08μs，占空比分别为0.1、0.5和0.8时的 U _CE 电压幅频特性如图3-6a所示。可以看出， t _on 越长，第一个转折频率（0dB/10倍频与-20dB/10倍频的交点）越低，低频段的电压幅值越高。

（2）上升时间 t _r 影响

分析梯形波的上升时间对梯形波幅频特性的影响，令梯形波幅值为336V，开关频率为10kHz，占空比为0.5（上升时间等于下降时间），不同上升时间10ns/80ns/400ns/的梯形波幅频特性如图3-6b所示。由图可知，-20dB/10倍频与-40dB/10倍频的连接点分别为32MHz、4MHz、0.8MHz频点附近，与公式 f =1/（π τ _r ）计算得到的频点31.8MHz、3.98MHz、0.795MHz一致，说明梯形波的 t _r 越小，第二个转折频率越高，高频段的 U _CE 幅值越高。因此，如果IGBT功率模块产生的传导EMI噪声具有较高的高频成分，在保证电机电气性能正常的前提下，可以通过调节IGBT外部的栅极电阻，增大IGBT功率模块驱动信号的上升时间，以减小高频段的传导EMI。

（3）开关频率 f 的影响

IGBT的开关频率与损耗和EMI都相关。如图3-6c所示，通过分析不同开关频率1kHz、10kHz和100kHz下的 U _CE 幅频特性可以看出，随开关频率的增加， U _CE 幅值增大。因此，尽管IGBT开关频率增大可以减小损耗，但是产生的EMI会越严重。

（4）上升沿振铃的影响

如图3-6d所示，IGBT的寄生电容和引线电感会在脉冲的上升沿和下降沿引起振铃现象，振铃使 U _CE 的幅值在高频区域（18～108MHz）明显提高，并在62MHz附近出现谐振尖峰。

由以上分析看出，由于逆变器IGBT的快速通断，IGBT的 U _CE 在150kHz～108MHz较宽频段都有较高的幅值，通过系统寄生参数容易形成电磁噪声电流，最终在逆变器高压直流电源线上形成传导EMI。对于实际试验工况，IGBT的开关频率和上升时间通常是不变的，IGBT干扰源的传导EMI电压主要与 U _CE 干扰源信号的导通时间和寄生参数相关。电机控制器高压直流电源线上的传导EMI电压除了与IGBT干扰源信号相关以外，还取决于干扰电流的传播路径。

3.2.3 电磁干扰耦合路径

1. 电机驱动系统高频等效电路模型

从图3-6可以看出，干扰源信号IGBT集电极-发射极电压的频谱分布在150kHz～108MHz频段，因此干扰电流的传播路径必须考虑电机逆变器系统电网络寄生参数的影响。根据图3-3建立电机驱动系统高频等效电路模型，如图3-7所示。

图3-7中， R ₁ 、 R ₂ 与 C ₁ 、 C ₂ 串联后再与 C ₃ 、 C ₄ 并联，组成正负极LISN；直流正极线缆与直流负极线缆的电阻及电感（ R _DC+ 、 R _DC- 与 L _DC+ 、 L _DC- ）串联，与其对地电容 C _DC+ 、 C _DC- 构成直流线缆等效电路模型； C _DC 为逆变器内部纹波抑制电容， R _DC 与 L _DC 为 C _DC 的等效电阻和引线电感；三相线缆的电阻和电感 R _CA 、 R _CB 、 R _CC 、 L _CA 、 L _CB 、 L _CC 与地电容 C _AG 、 C _BG 、 C _CG 一起构成交流屏蔽线缆等效电路模型； R _MA 、 R _MB 、 R _MC 、 L _MA 、 L _MB 、 L _MC 为电机三相绕组相电阻与电感， C _M 为绕组对机壳寄生电容； C _P 、 C _N 为逆变器直流正负母线对地寄生电容； L _IGBT 为IGBT引线电感， C _V1 ～ C _V6 为IGBT极间等效电容； C _A 、 C _B 、 C _C 为逆变器三相桥臂中性点对地寄生电容， L _A ～ L _C 为逆变器中性点引出铜排的电感。由IGBT快速通断产生的噪声电流，通过逆变器、交流线缆、电机、直流线缆以及寄生电容最终流入LISN。系统主要寄生参数和元件参数见表3-3（采用测量法或理论计算法获得）。

2. 逆变器系统传导EMI路径分析

（1）超标频段

从图3-4可以看出，高压直流母线的传导电压超标点主要分布在0.53～1.8MHz、30～60MHz、60～87MHz三个频段。

1）频段1（0.53～1.8MHz）：在0.53～1.8MHz频段，传导EMI电压峰值和平均值分别超出了等级5的限值3dB和15dB，主要是由于系统寄生参数的存在，在1MHz处形成谐振。因此，应重点分析1MHz频点下IGBT导通和关断产生的噪声电流的共模干扰路径和差模干扰路径，建立干扰源与传导EMI电压之间的关系，确定引起传导电压超标点的电路参数。

2）区域2：在30～60MHz频段，传导EMI电压峰值和平均值分别超出了标准限值17dB和8dB，主要是由于IGBT的梯形脉冲串在30MHz处产生的谐振。

3）区域3：在60～87MHz频段，传导电压峰值和平均值分别超出了限值18dB和6dB，主要是由于系统低频谐波在高频寄生参数作用下在68MHz处产生了谐振。

综上所述，为了减小高压电源线传导EMI，满足标准的限值要求，只需要定量分析1MHz和30MHz两个典型频率点的高压直流电源线传导EMI电压形成的影响因素。另外，68MHz超标点主要是由多个高频寄生参数引起的，难以进行准确的数值定量分析。

（2）开关模式

逆变器工作时，三个上桥臂有（1，0，0）、（0，1，0）、（0，0，1）、（1，1，0）、（1，0，1）、（0，1，1）、（1，1，1）和（0，0，0）八种开关模式。其中，（1，0，0）、（0，1，0）、（0，0，1）三种工作模式，（1，1，0）、（1，0，1）、（0，1，1）三种工作模式，（1，1，1）、（0，0，0）两种工作模式分别形成的电磁干扰源和干扰传播路径是对偶的。因此，每个桥臂上下两个IGBT开关状态互补，只有（1，0）、（0，1）、（0，0）三种开关状态。IGBT的三种开关模式快速切换，在每个桥臂上都可以等效为一个共模干扰源和一个差模干扰源。因此，三个桥臂差模干扰源产生的骚扰电流路径是完全一致的，所以产生的总差模干扰电压为单桥臂IGBT工作时在LISN测量电阻 R ₁ 上产生的电压 U _R1 的3倍。同样，三个桥臂的共模干扰源产生的骚扰电流路径也是对称的。基于以上原因，为了便于量化分析，以上桥臂（1，0，0）开关模式为例，对单桥臂干扰源产生的共模电流和差模电流的传播路径进行分析。

（3）干扰电流路径分析

为了确定干扰的类型，需要对电机驱动系统高频电路进行电抗分析。从试验和仿真预测结果图3-4中可以看出，电机驱动系统中第一个谐振干扰峰值出现在1MHz频点左右，幅值高达87dBμV；第二个谐振干扰峰值出现在30MHz频点左右，幅值高达75dBμV；第三个谐振干扰峰值出现在68MHz频点左右，幅值高达65dBμV。

1）1MHz频点的传导EMI分析。针对1MHz的电机驱动系统高频电路模型电抗进行计算分析。首先，将计算的各电路元件在1MHz处的电抗标注在电路图中；然后，根据电抗图分析共模干扰电流与差模干扰电流传播路径；最后，建立干扰源与LISN测量的传导EMI电压的关系。

①差模干扰路径分析。通常将IGBT通断引起的干扰源等效为一个恒流源 I _DM 。由于交流侧电机绕组感抗比直流侧电抗大10倍以上，三相交流线缆的对地容抗也比较大，所以可以忽略电机和三相线缆对差模干扰电流的影响，可以认为差模干扰只与逆变器及其直流测电路相关。其差模干扰路径如图3-8所示。

在系统调频电路中，形成以下5条差模电流传输路径：

a. 差模电流路径1： I _DM1 →3 L _IGBT → L _DC+ → R _DC+ → C ₁ → R ₁ → R ₂ → C ₂ → R _DC- → L _DC- → L _IGBT 。

b. 差模电流路径2： I _DM2 →3 L _IGBT → C _DC → L _DC → R _DC → L _IGBT 。

c. 差模电流路径3： I _DM3 → L _IGBT → C _V4 → L _IGBT 。

d. 差模电流路径4： I _DM4 →3 L _IGBT → C _V2 →5 L _IGBT 。

e. 差模电流路径5： I _DM5 →3 L _IGBT → C _V3 →5 L _IGBT 。

其中，只有路径1的差模电流 I _DM1 流过 R ₁ 形成正极差模传导电压 U _R1 ，实际上，同时考虑两种开关模式， U _DM =3 U _R1 =3×50× I _DM1 。下面分析电机驱动系统高压正极母线传导电压 U _DM 与 I _DM 之间的关系，令

式（3-7）中，由于 R ₁ 、 Z ₃ 、 Z ₄ 、 Z ₅ 都是定值，差模干扰源 I _DM 为恒流源，所以决定 U _R1 的主要变量为 Z ₁ 和 Z ₂ ，增大 Z ₁ 和减小 Z ₂ 的幅值都可以有效地减小 U _R1 。如图3-9所示，由于在1MHz时， Z ₁ + Z ₂ // Z ₄ 的虚部为（-j1.99+4×0.06）/2//（-j1.99+2×0.06）+j0.56=-0.02j，可以看出 L _DC 和 C _V2 、 C _V3 、 C _V4 及几个 L _IGBT 发生并联谐振，所以 U _R1 在1MHz附近出现峰值。

事实上，通过改变 Z ₁ 和 Z ₂ 的幅值来降低干扰电压 U _DM 是两种不同的方法。改变 Z ₁ 幅值，是通过降低电路中的阻抗值来使谐振点传导电压的峰值降低，从而降低 U _DM 。然而，由于 Z ₂ 中的 L _DC 、 C _DC 是与 C _V2 、 C _V3 、 C _V4 及几个 L _IGBT 产生谐振的最主要元件，改变 Z ₂ 的幅值实质上是使谐振点从1MHz偏移到没有限值要求的高频点，进而降低1MHz频点处的传导电压幅值。

②共模干扰路径分析。将IGBT通断引起的共模干扰源等效为一个恒压源 U _CM ，如图3-10所示。

在高频电路中，形成以下4条共模电流传输路径：

①共模电流路径1： U _CM →3 L _IGBT → L _DC+ → R _DC+ → C ₁ → R ₁ →GND。

②共模电流路径2： U _CM → L _IGBT → C _V4 → L _IGBT → L _DC- → R _DC- → C ₂ → R ₂ →GND。

③共模电流路径3： U _CM → L _IGBT → C _V2 →3 L _IGBT → L _DC- → R _DC- → C ₂ → R ₂ →GND。

④共模电流路径4： U _CM → L _IGBT → C _V3 →3 L _IGBT → L _DC- → R _DC- → C ₂ → R ₂ →GND。

为进一步分析 R ₁ 上传导电压与路径的关系，对图3-10中的路径进行了简化，如图3-11a所示。为便于分析，对电路中各个部分进行了等效简化，其中 Z ₁ =2 L _IGBT ， Z ₂ =2 L _IGBT + C _V4 ， Z ₃ = L _DC（+/-） + R _DC（+/-） + C _（1/2） + R _（1/2） ， Z ₄ =（ C _V2 +4 L _IGBT ）//（ C _V3 +4 L _IGBT ）， i ₁ ～ i ₅ 如图3-11b所示，则有以下等式：

求解以上方程组可得

从式（3-9）可以看出，电机驱动系统共模传导电压 U _CM 和 L _IGBT 、 C _V2 、 C _V3 、 C _V4 、 L _DC- 、 R _DC- 、 C ₁ 、 R ₁ 、 C ₂ 、 R ₂ 有关系，减小 U _CM 的方法是增加共模电流路径阻抗。

2）30MHz频点的传导EMI分析。

①差模干扰路径分析。从图3-12可以看出，30MHz的差模干扰电流传播路径与1MHz的路径相同。但是由于元件的阻抗发生了变化，导致传导电压 U _R1 发生了改变。 L _DC 和4个 L _IGBT 与 C _V4 在30MHz没有形成谐振， L _DC+ 和 L _DC- 阻抗的增大，可采用X电容分流 I _R1 ，使 U _R1 减小。

②共模干扰路径分析。共模干扰电流路径如图3-13所示。

电路中形成5条共模电流路径：

a. 共模电流路径1： GND。

b. 共模电流路径2： 。

c. 共模电流路径3： 。

d. 共模电流路径4：

e. 共模电流路径5：

通过以上分析，共模干扰路径有多条， U _CM 与 C _V4 、 C _V5 、 C _V6 、 L _IGBT 、 L _DC- 、 R _DC- 、 L _DC+ 、 R _DC+ 、 L _A 、 L _B 、 L _C 、 C _P 、 C _N 、 C _DC+ 、 C _DC- 、 C _A 、 C _B 、 C _C 、 R _CA 、 R _CB 、 R _CC 、 L _CA 、 L _CB 、 L _CC 、 C _AG 、 C _BG 、 C _CG 、 R ₁ 、 C ₁ 、 R ₁ 、 C ₁ 都有关联。

3. 辐射发射分析

辐射发射测试的实质是测试电机驱动系统中两种等效天线所产生的辐射信号。

1）一种是等效环路天线，由环路中的差模电流 I _D 引起，距离环路 D 处所产生的电场强度 E 为

式中， S 为环路面积； f 为差模电流的频率。

从式（3-10）中可以看出，电场强度与传导差模电流 I _D 有关。

2）另一种是等效单极天线或对称偶极子天线，电机驱动系统的电缆可以被等效成这种天线，这是由电缆束上的共模电流 I _CM 引起的（电缆的长度为 L ）， I _CM 是研究辐射发射的重点，距离 D 处所产生的电场强度 E _C 为

从式（3-11）中可以看出，电场强度与传导共模电流 I _CM 有关。

由式（3-10）和式（3-11）可以看出，差模电流和共模电流都可以引起辐射发射，控制传导发射可以控制辐射发射；此外，减小传导发射比减小辐射发射更容易些，因为传导发射仅由电机驱动系统电源线或信号线和控制线路径传播。

电机驱动系统的直流高压电缆、三相高压电缆、低压电源线在高频噪声源作用下，都有可能等效为天线，形成电磁辐射。因此，考虑108MHz以下的辐射发射主要是由线缆引起的，可以采用传导干扰的滤波抑制技术来抑制辐射发射。 GtZI8ELB9I0N5Bg0R824mTu/uzTy7j33dYhXtlt/lWqLLnlv88KFre02/JTggC3y