2.1　基本结构与设计原理

信息超材料器件的基础是材料本身，因此本节首先讲解常用器件/材料类型，然后介绍信息超材料的基本结构，最后对具体的器件设计进行描述。

2.1.1　常用器件/材料类型

如本书第1章中介绍的，超表面是指一大类人工材料，其表面由具有周期性结构或非周期性结构的大量单元排布而成。最初的超表面结构是固定不可调的，一旦制备就很难再改变它们的电磁响应特性。而信息超材料利用电磁特性可调的单元结构组成阵列，从而实现对出射电磁波的调控。第1章列举了几类信息超材料，这里我们深入地逐一进行描述。

信息超材料种类的选择与工作频率有关，表2-1列举了电磁敏感的信息超材料/器件。材料的选取一方面是基于可调器件的自身特性，另一方面还要考虑器件的加工尺寸。无线系统的主要工作频段包括微波频段和太赫兹频段。在微波频频段，比较常用的电敏材料有开关二极管和可变电容（变容）二极管，在太赫兹频段，液晶和石墨烯是比较优良的信息超材料。

1. 开关二极管

开关二极管顾名思义具有两种工作状态：导通和断开。这两种状态的切换是通过控制其两端加载的偏置电压来实现的。图2-1是一个由P型半导体、本征层（Intrinsic Layer）和N型半导体组成的PIN开关二极管的内部结构。通过施加正向或反向直流偏置电压来切换导通和关断状态。

开关二极管具有离散的调控特性，只有两种状态。由于开关二极管的通断状态不同，会使得超表面单元的阻抗发生改变，从而对入射电磁波产生不同的响应。用一个开关二极管控制的超表面单元，只能形成“1”和“0”两种状态，与信息领域的比特信息“1”和“0”建立起关系。而大量的二进制超表面单元组成阵列，与信息领域的二进制编码序列相对应，在物理世界与数字世界之间建立起一座桥梁，这正是“信息超表面”名词的由来。

开关二极管的响应时间较短，根据不同的技术指标，其调整速度为1～100 ns，工作频段在几兆赫至几十吉赫不等。市面上常见的一些PIN开关二极管型号，如美国Skyworks公司生产的SMP1320所针对的工作频率范围是10 MHz～10 GHz，它的直流特性比较好，导通电压仅为0.56 V。但是SMP1320的性能稳定性不很理想，主要问题是自身的电容较高。另一种PIN开关二极管是美国Macom公司生产的MADP-00907-1420P，其切换速度为2～3 ns，工作频率可达60 GHz。这种开关二极管的电容很低，可以在较高的频率下工作。它的串联电阻也较低，所以传输损耗也比较低。结合图2-2，在表2-2中列举了MADP-00907-1420P型PIN开关二极管的主要尺寸公差。

开关二极管还可以当变阻器使用，图2-3所示是开关二极管的型号为SMP1320的电阻−正向电流的性能曲线。

开关二极管对入射电磁波的极化特性不敏感，对于单极化智能超表面，在元器件两端加载偏置电压并导通后，元器件导通方向即为智能超表面的主极化方向。不同极化的电磁波入射超表面，都只会在每个单元上激励起沿主极化方向的表面电流，并产生幅度、相位调控效果，出射电磁波为电场沿主极化方向的极化电磁波；入射电磁波的交叉极化分量无法在单元上激励起表面电流，单元不会产生幅度、相位调控效果。

2. 变容二极管

变容二极管的电容会随偏置电压的变化而连续变化。图2-4是一个由P型半导体、中间一个耗尽区（Depletion Region）和N型半导体组成的变容二极管的内部结构。它的最大特点是可以对超表面的电磁特性做“模拟式”的连续调控。基于变容二极管的一个超表面单元例子如图2-5（a）所示，变容二极管电容变化引起超表面单元等效阻抗的变化，从而改变了器件的电磁特性。由于变容二极管的“模拟”特性，单元结构对相位的调控也是连续的，图2-5（b）显示了其调控范围。

基于变容二极管的超表面可以对每个单元的电磁参数进行连续调控，从而对入射电磁波的幅度和相位做可控的调节。但相比开关二极管，变容二极管的时间响应较慢，在微秒级。现在市面上有两种常见型号的变容二极管比较适用于超表面单元，一种是Skyworks公司的SMV1405～SMV1413系列，具有较高 Q 值和较低的串联电阻，不足之处是变容范围有限，为0.7～10 pF，其电压−电容特性曲线如图2-6所示。

另一种是Macom公司的MAVR-011020-1411，它的寄生电容比较低，可以在高速率下工作，电容随偏置电压连续变化，其电压−电容特性曲线如图2-7所示，环境温度为25℃。

与开关二极管类似，变容二极管本身对入射电磁波的极化方向也不敏感，只会在每个单元上激励起沿主极化方向的表面电流，并产生幅度、相位调控效果。

液晶是一种物理相变状态，这种状态下的物质体现出介于传统液态和传统固态之间的某些特性，如呈现出液态下的流动性，但其分子又具有一般固态时才有的晶体形态，体现在特定方向上的纹理性质。对于具有电敏感的液晶超材料，在特定的微波频率照射下，其有效介电常数与液晶分子相对于参考轴的角度有关，而液晶分子的取向可以通过周围静电场的强弱而调整。图2-8所示是一个基于液晶调控的超表面单元结构，由两块印制电路板（Printed Circuit Board，PCB）构成，它们之间填充一层较薄的液晶。直流电压从下边PCB的微带贴片中心加载，上边PCB的微带贴片连接顶层的金属网格形成回路。

图2-9所示是电控液晶分子取向示意图。在没有外加静电场时，多数液晶分子的方向是沿着微观沟槽取向层所确定的优选方向，此时贴片层的有效介电常数主要由垂直方向介电常数决定，且为最小值。在外加静电场时，液晶分子将沿着与静电场垂直的方向排列，有效介电常数也从垂直方向往水平方向变化，整个液晶超材料的有效介电常数增加，这种有效介电常数与静电场电压的关系使得我们可以通过控制液晶超材料单元中的微带贴片间的电压，从而单独调节每个单元的有效介电常数。而有效介电常数的变化将引起液晶超材料单元输入电容和阻抗的变化。液晶超材料的特点是电磁响应比较平坦，工作带宽较大，且可以连续调节，十分适用于毫米波频段和太赫兹频段。液晶超材料的相变转换时间在毫秒级，相比前面介绍的开关二极管和变容二极管要慢许多。液晶超材料对入射电磁波的极化方向比较敏感。它的工作频率在321 GHz和1 THz之间。

石墨烯是化学元素碳的一种同素异形体，与天然存在的石墨和金刚石一样都是由碳原子构成的单质。石墨烯的结构特点是碳原子在二维方向按照蜂窝六边形规则排布，形成厚度只有纳米级的一个薄层，这些碳原子之间通过化学双键紧密联合。当外部电压发生变化时，石墨烯中的载流子密度也随之变化，费米能级也跟着变化，因此改变了石墨烯的电导率。根据这个物理原理，超表面单元可以基于石墨烯，其示意图和相位调节性质如图2-10所示。石墨烯的工作带宽很宽，而且其相位可以连续调节。另外，石墨烯状态的调控可以在纳秒级，对控制激励的响应速度极快。工作频段可以覆盖太赫兹频段。

当前，针对低能耗RIS，业界普遍认为存在三种可行方案：（1）太阳能、蓄电池供能；（2）机械调控；（3）更换可调器件。其中，更换可调器件因具有不影响调节速率、不改变RIS现有系统架构等特点成为首选。根据忆阻器原理，利用二元或多元氧化物材料的忆阻效应，结合绝缘透波材料及高电导材料，可设计替代PIN开关二极管或变容二极管实现RIS相位调节多层RIS结构。基于阻变材料的RIS单元结构示意图如图2-11所示。

电磁敏感材料/器件的特性如表2-3所示。

印制电路板（PCB）是重要的电子部件，起到电子元器件的支撑及其之间电气连接的作用。由于它是采用电子印刷术制作的，故称之为印制电路板。PCB由内核层、电气层和铜箔等组成，最终通过胶粘叠在一起组成完整的PCB层叠结构。RIS单元从单元设计到仿真，最终通过PCB制板加工出来，所以 PCB设计和加工的质量，决定了RIS最终的性能。

2.1.2　基本结构

信息超材料面板是由多个可调单元构成的。RIS单元构成的断面示意图（以反射式为例）如图2-12所示。它由表面层、介质层、馈电层及接地层组成。表面层、接地层和馈电层均为金属，厚度通常小于0.05 mm。表面层金属薄层通常不是一整块连续的，而是有特殊的平面形状，不同区域的金属薄层之间可以由各类可调元器件，如开关二极管、变容二极管等连接。介质层一方面起到绝缘作用，另一方面起到结构支撑作用，一般来讲，电介质衬底厚度小于入射波长。在介质层中有很细的过孔并填充金属作为偏置电压馈电柱，每个馈电柱可连接接地层和表面层金属，或者连接馈电层和表面层金属，当馈电层和接地层存在偏置电压差时，使得表面层的不同区域的金属薄片之间产生电压差，即可使得可调元器件的两端产生偏置电压。

为拓宽RIS的部署场景，其面板也可以做成透射式的。透射式RIS面板通常有两种典型结构，如图2-13所示。

透射式RIS的第一种结构是接收−发射式，通常包含三个部件：接收区域、发射区域和功率传送部分。它通常还会夹一块接地隔板以分开接收区域和发射区域，使得接收和发射可以独立工作，并降低收/发之间的干扰。功率传送部分通常由金属过孔或缝隙耦合来完成。当RIS面板被入射电磁波照射时，接收区域将无线电波转化为波导波，然后由功率传送部分传导至RIS面板的发射区域，之后向自由空间辐射。调相的功能可以由接收区域、发射区域或功率传送部分来完成。第二种结构是频选表面叠层，这种结构包含多层的频选表面，每个频选表面由金属层和介质衬底组成。当电磁波穿过每个频选表面之后，就会产生一定程度的相移。随着串联层数的增多，可以得到更大程度的相移。不同频选表面的间距是一个重要的设计参数，频选表面叠层结构的厚度比接收−发射结构的厚度要厚一些，但它不需要中间的接地层。

在可控RIS出现之前，对于功能固定的非RIS，已经有大量的研究和工程实践，得到了广泛的应用。尽管固定RIS单元是完全无源的，其中没有可调元器件，但通过各种设计尝试和部署，积累了丰富的经验，尤其是表面层金属薄层的形状、尺寸等。这些对可控RIS的设计提供了许多很有意义的参考价值。这里举几个例子。如图2-14所示，一个在11.3 GH处具有单个吸收峰的固定超材料结构和吸收率与频率的关系曲线。由于金属薄层大体呈一个环形，当入射角从0°增大至60°时，仍能保证吸收峰在11.3 GHz附近。

在一些场景中，需要有两个吸收峰的超材料，图2-15、图2-16、图2-17和图2-18分别体现了四种设计方案。如图2-15所示，该材料主要由两个同心圆环状的金属导线构成，在9 GHz和11.1 GHz处具有强烈的吸收率，

图2-16所示的金属薄层（或者称金属线）与图2-15中的类似，也是分为内外两层，只不过这里的走线是直角方形的，其中内圈的形状像“万字符”，外圈是正方形，都具有旋转对称性，所以对于不同的入射角（0°～90°），其吸收峰基本上在7.2 GHz和10.9 GHz处。

图2-17所示的内部围成的4个三角形围线相当于图2-15和图2-16中的内环。而靠外边的4个L形状的边线相当于图2-15和图2-16中的外环，使得固定超材料在4.3 GHz和10.8 GHz处有较大的吸收率。图2-18所示是环抱形结构的透明超材料结构和性能曲线。单元金属线基本上由圆心（十字交叉）、4 个 E形小岛以及最外层正方形环状围线构成的两层圆环结构。在1.8 GHz和3.7 GHz处有较好的透射特性，而在2.5 GHz处附近有较强的反射，可用来屏蔽外界电场在该频段的干扰。

如果需要进一步增加吸收峰，则可以在图2-17所示单元结构的基础上，增加线路的迂回圈数（变得更加密集），如图2-19所示。其中的三角形迂回中心的间隙大小是一个重要的设计参数，会影响吸收峰的频率位置。

2.1.3　设计原理

如2.1.2节所述，超表面单元的金属薄层以及介质层的厚度一般远小于入射电磁波的波长，超表面呈现界面电磁学特性，因此在单元设计时，通常无须建立复杂的三维电磁场方程进行仿真和分析。在很多情况下，可以从远场角度出发，假设入射电磁波为理想平面波，以简化电磁波场的建模复杂度，降低设计难度。如果有近场部署的场景，则再根据具体要求，做进一步的细节优化。

在远场条件下，反射方向图可以用图2-20中所示的公式表达，其中的阵列因子与入射电磁波的角度和超表面单元在超表面面板上的行列坐标有关，每个单元的幅度和相位可以编程调控，这里的单元相位量化为0和1两种相位状态。

超表面上多个单元所构成的幅度、相位图样与超表面的辐射方位角的关系是一对傅里叶变换。如图2-21（a）所示，当幅度的二维图样为正“十”字形时，它的傅里叶变换在频率为0附近，由于十字图样上的一些尖锐折点，傅里叶谱会存在一些旁瓣。此时超表面的辐射方向也基本上是沿法线方向的，夹角近似为0；当幅度的二维图样为单周期沿某一个方向时，其傅里叶变换之后的基本频率就对应着超表面辐射方向与法线方向的夹角，如图2-21（b）所示；当幅度的二维图样包含两种周期时，如图2-21（c）所示，则傅里叶变换后会存在两个频率成分，对应着超表面有两个辐射波束方向。

傅里叶变换满足加法定理，因此不同幅度、相位图样的叠加，就会产生相应的不同远场辐射方向图样的叠加。如图2-22所示，在二维超表面上，可以单独设计横向和纵向单元幅度/相位图样，如果都有一定的周期，则超表面对入射电磁波可以在横向和纵向都做角度调整，不一定在同一个法平面内。

在图2-22中，假设幅度归一化，反映的是两个2 bit离散域分量的叠加。可以看出 得到的结果为编码圆上相角 φ 为45°的状态，也就是3 bit中的 。而当相加的编码变为 和 时，得到的结果则是3 bit状态中的 ，相角为315°。因此，我们证明了复数编码加法定理的物理含义。从微观的编码状态层面来说，加法定理表示了不同编码状态的信息叠加，新的编码状态同时蕴含了所有被叠加编码的信息。而从宏观的超表面系统层面来说，加法定理则意味着不同编码图样的叠加，也就是同时辐射相应的不同远场辐射方向图，如图2-22所示。

超表面的整体幅度和相位图样取决于每一个单元的幅度和相位，而RIS每个单元的幅度和相位可以调控，大致的机理如下。

·调相机理，即通过改变有源调控器件（如二极管）的状态，来改变单元表面电流的分布和流向，改变单元的阻抗特性，从而使得单元的相位谐振特性发生变化。

·调幅机理，即通过改变有源调控器件（如二极管）的状态，来改变单元结构的介质损耗和欧姆损耗。

另外，电磁波具有一定的极化（偏振）方向，超表面单元内部电流的方向可以影响出射波的极化方向。与前面描述的固定功能的非RIS不同，可编程RIS单元的谐振特性不仅与金属薄层和介质层等的形状、尺寸、分布、材料有关，而且在很大程度上取决于有源调控元器件，如二极管的特性，这无疑大大增加了设计的复杂度。为了简化设计，可以忽略一些与电磁调控关系不大的特性参数，而是将RIS单元的各个组成部分分别抽象成为等效的电阻、电容或电感，由这一系列的等效参数构成整个单元的等效电路。

采用开关二极管，可以构成1 bit（具有“1”状态和“0”状态）的RIS单元，如图2-23所示。通过二极管的通断，可以改变上下两个金属薄层中的电流分布和方向，使得RIS单元对垂直入射的电磁波产生不同的相位响应。例如，当电磁波载频为9 GHz时，单元关断（“0”）状态下的相位响应大概为−80°，而导通（“1”）状态下的相位响应约为100°，它们之间的相位差大约是180°。

图2-24是一个1 bit相位单偏振（单极化）方向的透射单元设计举例，它主要由中间的方形金属片和两个开关二极管构成。当开关二极管加不同的偏置电压时，使得各自处于相反的状态，如一个是导通，另一个是关断，则电流方向发生反转，从而两个不同的状态使得单元产生了180°的相位差。

图2-25是一个1 bit相位双偏振方向（双极化）的透射单元设计举例，它可以通过叠加两套极化方向正交电路来实现，接收层（顶层）在每个极化方向（横向和纵向）上有若干个微带贴片和寄生式的微带贴片，每条微带贴片被两个开关二极管隔开，中间一小段微带贴片由介质层的通孔连至发射层微带贴片。开关二极管的通断状态会影响微带贴片的有效长度，改变在该偏振方向上的电磁场分布。

1 bit相位调控存在较大的量化误差，形成的波束具有较强的栅瓣，孔径效率较低，所以在一些场景中需要更细颗粒度的调控。2 bit相位调控可以由变容二极管实现，如图2-26所示，左上图是表面层一个单元内的金属贴片以及变容二极管的平面示意图，两边的金属贴片通过两个变容二极管与中间平行对称的两个金属片连接。这里的变容二极管的型号为SMV2019-079LF，它可以用RLC等效电路表示。通过整个单元的立体图可以看到，表面层中间的两个金属片分别由一个金属通孔连至底部馈电层的中间横带，而表面层两边的金属片分别由两个金属通孔连至馈电层两侧的金属片。

随着偏置电压的变化，变容二极管的电容也会发生改变，导致RIS单元的相位响应和幅度响应的改变。图2-26中显示了在7个不同的偏置电压下，单元的相位响应和幅度响应与电磁波频率的关系曲线。可以看出，相位的变化范围最大有300°，而幅度的变化不大，尤其是电磁波载波频率高于4 GHz，幅度损失在2 dB以内，所以比较适合相位调节。为了尽量使相位能够均匀量化，工作频点可以设在4～4.5 GHz，选取其中 4 条接近等间距的曲线，以达到较好的2 bit相位量化。

2 bit相位调控单元也可以使用开关二极管，如图2-27所示为一个透射单元的例子，共有6层金属层和3层介质层，以及4个集成的开关二极管。通过对接收层上的O形空隙贴片的开关二极管正向和反向加电压，从而产生相移。在发射层含有一个延迟线电路，另外两个开关二极管的通断又额外引入0°或90°的相移转换，所以整个单元共有4种（2 bit）相位状态。

除了相位调节，幅度调节在一些场景中也能发挥很大的作用，如改善波束的反射图样、抑制旁瓣等。幅度调控的RIS单元可以用开关二极管来控制，这里的开关二极管不是当开关使用的，而是用作一种变阻器，如 2.1.1 节所述。用这样的开关二极管设计的调幅单元如图2-28（a）所示，这里的两个对称的金属片的顶部通过开关二极管连接。控制开关二极管两端加载的偏置电压，改变正向电流，开关二极管的电阻值发生变化，RIS单元的反射系数也随之变化。金属片的形状和尺寸做过特殊优化，目的是尽量使单元的反射系数在较宽的频带中保持相对平坦，保证在大带宽部署时的性能一致性。图2-28（b）是仿真分析得出的调幅单元的幅度响应曲线。可以看到，在8～12 GHz的区间，反射系数的曲线基本平坦。与正向电流为0 μA的情形相比，当电流增加到1 μA、5 μA和10 μA时，回波损耗分别下降至大约−3 dB、−10 dB和−15 dB。

根据图2-3中的器件性能曲线，对于SMP1320型开关二极管，当正向电流为10 μA时，其阻值大约为50 Ω，且电流越小，阻值越大，电流为0 μA时，二极管不导通，其阻值无限大。由此可知，对于这种调幅单元，二极管的阻值越大，反射幅度也越大。图2-29是电流为10 μA时，调幅单元的表面电流分布，分别对应8 GHz、10 GHz和12 GHz频点。可以看出，入射电磁波激励产生的电流主要分布在开关二极管附近区域，激励电流大部分在经过开关二极管时被消耗。

对于入射电磁波具有双极化分量的情形，图2-25中的方法本质上是采用双倍的线路和控制部分，能够分别独立地对每一种极化方向进行调控。在某些部署场景中，并不需要分别控制两个极化方向，在这种情况下可以采用对极化方向不敏感的单极化超表面结构，大大降低了超表面硬件的制造成本。图 2-30 是一个对极化方向不敏感的调幅单元设计举例和仿真幅度响应曲线。可以看出两个金属片相互呈 90°排布，具有旋转对称特性，所用的开关二极管参数相同，同时调控，整个单元呈现各向同性。图 2-31 中的电流分布也体现了这一特点。

至此，对RIS单元特性影响最大的两个方面都已做了介绍，包括：（1）可调器件，如开关二极管和变容二极管的特性；（2）RIS单元的立体结构，以及金属贴片的形状、大小、尺寸等。另外，还有两个方面对实际的RIS调控作用有很大影响，它们是超表面馈电线路和互耦效应。

每个RIS单元内部都有若干金属过孔和馈电线路，馈电线路通常较为复杂，而且RIS单元需要工作在比较宽的频段，控制信号经常会出现过冲、回冲、毛刺、边沿和电平等质量问题，如图2-32所示。过冲容易导致器件损坏，当过冲过大时，还容易造成电磁波杂散，对周围的信号形成串扰，此类串扰对超表面调控会产生十分严重的影响。造成过冲的原因通常是阻抗的不匹配，一种解决方法是始端串联电阻或末端并联阻抗（或电阻）；毛刺大多发生在单板工作不稳定或器件替代后，会造成控制信号控制错误或信号相位发生错误等问题；控制信号边沿有时不够清晰，存在较缓的过渡，这会造成控制电压错误，影响超表面的调控效果；信号线的不匹配或超负载等原因会导致控制信号的回冲，造成某个时刻控制信号的错误，使超表面进行错误的控制；当整体馈电线路的设计、阻抗匹配、分压存在不合理时，输入电平幅度会出现过低或过高的情形，会严重影响超表面的调控效果。

如上所述，不恰当的馈电线路会对超表面的性能产生很大影响。值得指出的是，馈电线路的设计并不是简单独立的，不能简单地认为控制电路上只有控制信号，而且还需考虑RIS工作情况下的高频电磁波产生的表面电流与控制信号的影响，即存在高频信号串扰到控制电路的情况。高速时变的控制信号，会对馈电线路有更为严苛的要求，很多实际问题往往需要不停地加工、测试、迭代才能发现并解决问题。

RIS单元之间的耦合效应也会严重影响 S 参数（散射参数）。图2-33是一个RIS的周期结构，以及单元互耦效应和 S 参数，可以看出大多数单元间的隔离度高于−20 dB，这说明单元之间存在耦合干扰。

图2-34中列举了一些降低单元之间耦合（互耦）的方法。

图2-35是直接法中的单元小型化+增大基板尺寸的例子。RIS单元上的贴片尺寸小于单元周期，相邻单元之间的贴片存在较大间隙，从而降低单元之间的互耦效应。

另一种直接法——增加金属墙，如图2-36所示。通过在相邻单元之间添加金属墙壁，形成电壁，使得电场的切向分量在单元边界上为零，从而降低单元之间的耦合效应。

场对消中的增加去耦枝节方法的示意图如图2-37所示。该方法通过在相邻RIS单元直接添加特殊金属微带结构，耦合结构与单元贴片形成新的耦合场，从而降低相邻单元之间的耦合效应。图2-38是增加去耦枝节的例子，单元之间的隔离度达到了−26 dB，这说明此时单元之间的耦合效应较低，枝节起到了较好的去耦效果。