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二极管整流器具有电路简单、可靠、宜扩展等优点，在微小功率等级和大功率等级都能得到应用。在微小功率等级，国内外谐波标准对输入功率因数和谐波含量无要求或要求较低，采用二极管整流具有成本低的优势；在大功率场合，基于基本三相整流电路与移相变压器配合可得到的12、18、24等脉冲整流器，可降低网侧电流的谐波畸变，即可满足各国的谐波标准，例如国家技术监督局制定的电能质量公用电网谐波标准GB/T 14549—1993、国际标准IEEE 519、IEC 61000-3等。
带电阻负载的基本6脉波二极管整流电路如图2.1a所示，其中 v A 、 v B 和 v C 是三相供电电源的相电压，D 1 ～D 6 代表6只二极管，当用于高电压场合时，每只二极管可以采用2个或多个低压二极管串联组成。为简单起见，下面的理论分析假定所有二极管为理想二极管，即不考虑功率损耗和开通关断过程。
图2.1b给出了基本6脉波二极管整流电路带电阻负载时的关键电压和电流波形。供电电源的相电压表达式为
式中， V PH 为相电压有效值； ω 为供电电源的角频率，且 ω =2π f 。
式（2.1）所示的相电压波形如图2.1b中第一个子图所示。根据电力电子技术的知识可知，6脉波二极管整流电路的工作机制是：任何时候有且仅有2只二极管导通，并且必须有1只来自上半桥臂二极管组（由D 1 、D 3 和D 5 组成）、另1只来自下半桥臂二极管组（由D 4 、D 6 和D 2 组成），这2只二极管也不能来自同一桥臂。因此，直流侧输出电压的幅值为线电压幅值。
图2.1 带电阻负载的基本6脉波二极管整流电路
根据相电压表达式可以得到供电电源的线电压为
式中，
V
L
为线电压有效值，它和相电压有效值的关系为
。
在6个二极管的两两轮流导通下，从直流侧看，是对线电压进行绝对值和最大值选取处理，即将所有线电压的负半部分反转到正值，如图2.1b中第二个子图所示，并取每个时刻的最大值，得到一个电网周期有6个波头的直流电压，这也就是“6脉波二极管整流电路”名称的来历。
具体地，在供电电源（相电压）的每半个周期内，电流 i A 有两个波头，如图2.1b中第二个子图所示。在区间Ⅰ，线电压 v AB 比其他线电压大，二极管D 1 和D 6 正向偏置导通，输出直流电压 v o 等于线电压 v AB ，如图2.1b中第二个子图中阴影区所示，供电电源电流 i A = v AB / R o ；在区间Ⅱ，线电压 v AC 比其他线电压大，D 1 和D 2 导通， i A = v AC / R o 。依次类推， i A 在负半周（从π～2π） i B 和 i C 的波形也可得到，只是存在相位滞后，正好实现了6个二极管轮流、均衡地导通。
如前所述，直流电压 v o 在每个供电电源周期内有6个波头，其平均值为
1.断续电流工作模式
图2.2a为带容性负载的基本6脉波二极管整流电路，其中 L f 为供电电源和整流器之间的线路总电感，包括供电电源的内部等效电感，以及实际装置为了降低源侧电流谐波（Total Harmonic Distortion, THD）而额外串接的滤波电感，如果加装有交流侧隔离变压器，则 L f 还包括变压器的漏感。 C f 为直流滤波电容，在分析中可假定为足够大，从而认为直流输出电压为一恒值。基于这一假设，滤波电容和直流负载可以替换为一个直流电压源，如电池类负载。轻载时，直流输出电压 V o 接近交流侧供电电源线电压的峰值，直流电流 i o 可能为断续，称之为“断续电流模式”，如图2.2b所示。随着直流电流 i o 的增加， L f 上的压降也会增加， V o 则会下降。当 i o 增加到一定值时，它就会变为连续，整流器也就工作在“连续电流模式”。
如图2.2b所示，6脉波二极管整流器工作在轻载时每半个交流供电电源周期内各相电流包含2个波头；直流侧电流在每个交流供电电源周期内有6次减小至零的波头。
图2.3给出了6脉波二极管整流器工作在断续电流工作模式下电压和电流波形的放大图。波形分析如下：当 θ 1 ≤ ωt < θ 2 时，线电压 v AB 比直流电压 V o 大，D 1 和D 6 导通， i o 从0开始增加， L f 储存能量；在 θ 2 时刻， v AB = V o ， L f 两端的电压降为0， i o 达到最大值；当 ωt ≥ θ 2 时， v AB < V o ，储存在 L f 中的能量通过D 1 和D 6 向负载释放；在 θ 3 时刻， L f 中能量全部释放， i o 减小到0；当 θ 4 ≤ ωt < θ 5 时，线电压 v AC > V o ，二极管D 1 和D 2 导通。显然，每个二极管在半个供电电源周期内各导通2次，二极管的导通角可以由下式计算：
式中，0≤ θ c <2π / 3。
在 θ 1 和 θ 2 时刻，线电压 v AB 等于直流输出电压 V o ，则有
在D 1 和D 6 导通（ θ 1 ≤ ωt < θ 3 ）时，A相和B相两个电感上总的压降为
图2.2 带电容性负载的6脉波二极管整流器
图2.3 断续工作时波形分析
由此可进一步得到
把 θ 2 代入式（2.6），可得输出直流电流的峰值为
直流电流的平均值则为
把 i o ( θ 3 )=0代入式（2.6）可得
当 V L 和 V o 已知时，可以根据式（2.10）计算出 θ 3 。需要指出的是， θ 1 、 θ 2 和 θ 3 只是 V L 和 V o 的函数，与线路电感 L f 无关。
2.连续电流工作模式
如前所述，整流器输出的直流电压 V o 随负载电流的增加而降低，而 V o 的降低则使得图2.3中的 θ 3 和 θ 4 相互靠近。当 θ 3 和 θ 4 相互重叠时，直流电流 i o 就会变成连续，整流器进入连续电流工作模式。
图2.4为6脉波二极管整流器在连续电流工作模式下的电流波形。在区间Ⅰ，正向电流 i A 使得D 1 导通，负向电流 i C 使得D 2 导通，整流器输出的直流电流则为 i o = i A = -i C 。
图2.4 连续工作时波形分析
在区间Ⅱ，整流器进行换相，流过D 1 的电流被转移到D 3 中。当D 3 上为正向偏置电压时，D 3 导通，换相开始。由于系统中存在线路电感 L f ，换相过程不可能立即完成，D 3 中电流 i B 增加和D 1 中电流 i A 减小都需要一个短暂的时间。在换相过程中，3个二极管（D 1 、D 2 和D 3 ）同时导通，直流电流为 i o = i A + i B = -i C 。当 i A 减小到0时，D 1 关断，换相过程结束。
在区间Ⅲ，二极管D 2 和D 3 导通，直流电流 i o = i B = -i C 。连续电流工作模式下，二极管的导通角 θ c =2π/3+ γ ove （ γ ove 为换相导通角/重叠角）。与断续电流工作模式相比，连续电流工作模式下，整流器从电源吸收的电流THD更低。
3.THD和功率因数（Power Factor, PF）
假定供电电源相电压为纯正弦波（见式（2.1)），而整流器的网侧电流通常为周期性的非正弦波，可用傅里叶级数表示为
式中， n 为谐波次数； I A n 和 ω n 分别为 n 次谐波电流的有效值和角频率； φ n 为电源电压与 n 次谐波电流之间的相移。
网侧电流 i A 的有效值表示为
电流THD定义为
式中， I A1 为 i A 的基波电流有效值。
整流器从每相供电电源吸收的平均功率为
把式（2.12）、式（2.13）代入式（2.14）可得
式中， φ 1 为 V A 与 I A1 之间的相移。
供电电源每相输出的视在功率为
输入功率因数定义为
式中，DF（Distrotion Factor, DF）为畸变因数；DPF（Displacement Power Factor）为位移功率因数，它们分别为
当THD和DPF已知时，PF也可以由下式计算得到
4.标幺值体系
在分析能量转换系统时，通常采用标幺值系统进行分析。假设分析对象为一个三相对称系统，其视在功率为 S ，额定线电压为 V L ，则标幺值系统中的电压基值可取为系统的额定相电压，即
电流基值和阻抗基值分别定义为
频率基值为
式中， f 为供电电源的频率或逆变器的额定输出频率（工频）。
电感和电容的基值则分别为
从而可采用各电气量和元件参数实际值比上基值，可得标幺值。值得说明的是，电力电子装置的标幺值是一套无量纲的数值。
1.12脉波串联型二极管整流器
图2.5为12脉波串联型二极管整流器的简化结构图，它包括2个完全相同的6脉波二极管整流器，分别由移向变压器二次侧2个三相对称绕组供电，并在直流侧输出串联连接。图2.5中的结构图用中心含“
”和“
”的圆圈来表示绕组，“
”表示星形联结、“
”表示三角形联结的三相绕组。
L
f
表示供电电源和变压器之间总的线路电感，
L
lk
为折算到二次侧的变压器总的漏电感。在下面的分析中，假定直流滤波电容
C
f
足够大，从而可以忽略直流电源
V
o
中的纹波含量。
图2.5 12脉波串联型二极管整流器结构
为了消除网侧电流
i
A
中的低次谐波，可令变压器二次侧
联结绕组的线电压
v
ab
与变压器一次绕组线电压
v
AB
同相；而
联结绕组的线电压
超前
v
AB
一个角度，即
在绕组电压幅值方面需满足如下条件：
因此，可得到2组移相绕组匝比分别为
假定 L f =0，总漏抗 L lk =0.05pu，则12脉波串联型二极管整流器电流波形如图2.6所示。
图2.6 12脉波串联型二极管整流器电流波形
从图2.6中可以看出，直流侧电流 i o 连续，且在每个供电频率周期内包含12个脉波，即电路名称的由来。在任何时刻（换相过程除外），上、下2个6脉波二极管整流器中各有2个二极管导通，且遵守基本6脉波二极管整流电路的工作机制，使得 i o 流经4个二极管形成的回路。由于2个6脉波二极管整流器的输出为串联连接，二次绕组的漏电感也是串联连接，有利于直流电流纹波进一步减小。
联结二次绕组中的电流
i
a
近似为梯形波，只是在顶端有4个波头；
联结二次绕组中的电流
同样近似为方波，但与
i
a
有30°的相位差。当它们折算到变压器一次时，
与
i
a
波形相同但幅值减半[由式（2.26）中绕组匝比确定]；但由于
联结绕组的不同，
与
波形发生了变化，包括幅值[由式（2.26）确定]和相位[由式（2.24）中相移角确定]。
由于变压器为线性电路，根据式（2.27）叠加原理，得到了整流器网侧电流 i A 波形为
通过对比
i
A
、
、
i
a
波形可以看出，
i
A
波形更接近于正弦波。因此，12脉波二极管整流器网侧电流谐波抑制原理是利用移相变压器将两个6脉波二极管整流器输入电流中的低次特征谐波（5次、7次）相互抵消。
2.18脉波串联型二极管整流器
18脉波串联型二极管整流器电路结构如图2.7所示，由3个完全相同的6脉波二极管整流器组成，并在直流侧输出串联连接，分别由移相变压器二次侧3个三相对称绕组供电。特别地，3个二次绕组依次相移20°来消除4个主要的低次谐波，即5次、7次、11次和13次谐波，并将每个二次绕组的线电压设计为变压器一次线电压的1/3。
图2.7 18脉波串联型二极管整流器电路结构
同样，在 L f =0，总漏抗 L lk =0.05pu条件下，得到了18脉波串联型二极管整流器中各电流波形如图2.8所示。
图2.8 18脉波串联型二极管整流器电流波形
根据图2.7中设计的变压器结构，变压器二次绕组电流
i
a
、
和
幅值相等，相位依次相差20°；由于变压器二次绕组结构的差异，电流
i
a
、
和
折算到一次的电流
和
的波形形状却发生了变化，如图2.8所示。在
和
的叠加作用下，得到变压器一次总电流
i
A
，已较接近正弦波。通过对比图2.6和图2.8中整流器网侧输入电流波形
i
A
波形，可以发现18脉波二极管整流器网侧输入电流
i
A
波形比12脉波二极管整流器网侧输入电流波形更接近于正弦波，这意味着输入电流
i
A
的谐波总畸变率更小。
3.24脉波串联型二极管整流器
24脉波串联型二极管整流器电路结构如图2.9a所示，其中4个基本整流器由移相变压器的4个二次绕组供电。为了消除5次、7次、11次、13次、17次和19次谐波，4个二次绕组依次相移15°、绕组线电压为变压器一次线电压的1/4。同样，在 L f =0，总漏抗 L lk =0.05pu条件下，得到了24脉波串联型二极管整流器电流波形，如图2.9b所示。
图2.9 24脉波串联型二极管整流器及工作波形
图2.9b中，
和
为变压器二次绕组电流折算到一次的电流的波形；可以看出在
和
的叠加作用下，变压器一次总电流
i
A
波形已经非常接近正弦波。
综上所述，多脉波二极管整流器的主要特点是通过移相多重联结多个全桥整流电路对同一负载供电；整流电路的移相多重联结，可使一组整流桥产生的谐波被其他整流桥消除，达到抑制电流谐波的目的。在实现移相多重联结的过程中，移相变压器是多脉波整流器中的必需元件，其作用主要是产生几组存在一定相位差的三相电压。在移相电压作用下，各6脉波二极管整流器产生的低次谐波互相抵消。一般来说，二极管整流器脉波数目越多，输入网侧电流的谐波畸变越小。然而，在实际产品中很少采用脉波数多于24的二极管整流器，主要原因在于移相变压器的成本会大幅增加，而谐波消除效果的提升却并不明显。
前面已经介绍了串联型二极管整流器，其中所有6脉波二极管整流器的直流输出侧相互串联，不存在整流器各整流桥输出电流不平衡的问题，输出电压更高，适于高电压场合。本节将介绍并联分立型多脉波二极管整流器，每个6脉波二极管整流器分别给一个独立的直流负载供电。
图2.10为12脉波并联分立型二极管整流器电路结构，与12脉波二极管整流器基本相同，区别在于直流侧分别带独立负载。
图2.10 12脉波并联分立型二极管整流器电路结构
与串联型多脉波整流器构造原理相似，将多个6脉波二极管整流器的直流输出侧分别带独立负载，也可构造出18脉波、24脉波等并联分立型多脉波二极管整流器。并联分立型多脉波二极管整流器多运用于大功率整流系统的前端整流环节。
图2.11给出了一个18脉波并联分立型二极管整流器的应用实例，它用作级联H桥多电平逆变器（工作原理详见4.2节）的前端输入级。移相变压器有9个二次绕组，其中3个为星形联结， δ =0°；另外6个绕组为之字形（Zigzag）联结，分为两组，分别为 δ =-20°和 δ =20°。每个二次绕组连接1个基本6脉波二极管整流器，并为一个单相H桥单元提供独立的直流电源，各相H桥单元的输出串联连接，形成一个三相交流电压为电动机供电。
图2.11 18脉波并联分立型二极管整流器在级联H桥变频驱动系统中的应用