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1.变频电源供电电动机的技术问题 变频电源供电的电动机与工频正弦波供电的电动机的主要区别：一方面是从低频到高频的宽频范围内运行；另一方面电源波形是非正弦的。如图2-25所示，通过用傅里叶级数对电压波形分析，该电源电压波形中除基波分量（控制波）外，还包含有2 N 次以上的该次谐波（每半个控制波内所包含调制波的个数为 N ）。当SPWM交流变频器输出电源，施加于电动机时，将使电动机上的电流波形呈现为一个叠加谐波的正弦波。该谐波电流将使异步电动机的磁路中产生一个脉动的磁通分量，这个脉动的磁通分量叠加在主磁通上，使主磁通内含有脉动的磁通分量，这个脉动磁通分量还使磁路趋于饱和，对电动机运行产生以下影响：
图2-25 电源波形
（1）产生脉动磁通
1）损耗增加，效率降低。由于变频电源的输出含有大量的高次谐波，这些谐波会产生相应的铜耗和铁耗，降低运行效率。即便是目前广泛采用的SPWM正弦脉宽技术，也只是抑制了低次谐波，降低了电动机的脉动转矩，从而扩展了电动机低速下的平稳运行范围。而高次谐波不仅没有降低，反而有所增加。一般说来，与工频正弦电源供电相比，效率要下降1%～3%，功率因数下降4%～10%，因此，变频电源供电下电动机的谐波损耗是一个很大的问题。
2）产生电磁振动和噪声。由于一系列高次谐波的存在，还会产生电磁振动和噪声。如何降低振动和噪声，对正弦波供电的电动机来讲已经是一个问题。而对于由变频电源供电的电动机来讲，由于电源的非正弦性，就使问题变得更为复杂。
3）低速时出现低频脉动转矩。由于谐波磁动势与转子谐波电流合成，产生恒定谐波电磁转矩和交变谐波电磁转矩，交变谐波电磁转矩会使电动机产生脉动，从而影响低速稳定运行。即使是采用SPWM调制方式，但与工频正弦供电相比，仍然会出现一定程度的低次谐波，从而在低速运行时产生脉动转矩，影响电动机低速稳定运行。
（2）产生对绝缘的冲击电压及轴电压（流）
1）出现浪涌电压。电动机运行时，外加电压经常与变频装置中元器件换流时产生的浪涌电压相叠加，有时浪涌电压较高，致使线圈受到反复电冲击，损坏绝缘。
2）产生轴电压和轴电流。轴电压的产生主要是由于磁路不平衡和静电感应现象的存在，这在普通电动机中并不严重，但在变频电源供电的电动机中则较为突出。若轴电压过高，轴和轴承间油膜的润滑状态遭到破坏，将缩短轴承使用寿命。
（3）散热影响 低速运行时散热效果降低，由于变频调速电动机调速范围大，常常在低频率下低速运行。这时，由于转速很低，普通电动机所采用的自扇冷却方式所提供的冷却风量不足，散热效果降低，必须采用独立他扇冷却。
（4）机械影响 容易产生共振，一般来说，任何机械装置都会产生共振现象。但工频恒定转速运行的电动机，要避免与50Hz的电频率响应的机械固有频率发生共振。而变频调速运行时的电动机运行频率变化范围广，加之各个部件都有各自的固有频率，这就极易使它在某一频率下发生共振。
综上所述，当由变频电源供电运行时异步电动机将会面临诸多的设计技术问题。
2.小型变频变压调速异步电动机技术条件 在“YVF2系列变频调速专用异步电动机技术条件”中对该类电动机设计的主要技术术语和技术条件规定如下：
（1）变频变压调速电动机 在变频装置供电下，在额定频率及以下的响应频率范围内，能输出由该电动机标称功率决定的额定转矩，在额定频率以上的相应频率范围内，能输出标称功率的电动机。
（2）额定频率 调速系统（由变频变压调速电动机与电源组成）输出恒转矩和恒功率特性之间的转折点所对应的电动机工作频率值。
（3）额定转矩 调速系统在额定频率下，电动机能以S1工作制输出由标称功率决定的转矩。
（4）标称功率 额定转矩乘以电动机同步转速获得的功率（单位为kW），其可用下式表示：
统一设计的小型调频调压调速电动机的标称功率（kW）应在下列数值中选取：0.55、0.75、1.1、1.5、2.2、3.0、4.0、5.5、7.5、11、15、18.5、22、30、37、45、55、75、90、110、132、160、200、250、315。
（5）效率 在额定频率值时，电动机输出功率对装置输入功率之比。
（6）正常工作环境条件
1）工作环境温度。环境空气最高温度随季节而变化，但不超过+40℃，最低温度为-15℃。
2）相对湿度。最湿月月平均最高相对湿度为90%，同时该月月平均最高温度不高于25℃。
（7）技术条件
1）电动机的防护条件为IP54；
2）电动机的冷却条件为空气冷却；
3）电动机标称功率在55kW及以下为
联结，功率55kW以上时为△联结：
4）电动机的极数为2极、4极、6极；
5）电动机的机座号与额定转矩、标称功率的对应关系应符合表2-41的规定。
表2-41
表2-41 机座号与额定转矩、标称功率的对应关系
（续）
注：M、L后面的数字1、2代表同一机座号和转速下的不同功率。
对于小型变频变压调速异步电动机，国家标准规定了统一的机座号及中心高，已构成专用系列，因此主要尺寸可参考Y、Y2系列类比确定。但在已确定的主要尺寸中，如何根据变频变压调速的特点来确定相应的电磁负荷，仍然是需要考虑的设计问题。
众所周知，电动机的主要尺寸 D i1 与 l eff 由以下电动机设计公式决定：
式中 D i1 ——电枢直径；
l eff ——电枢计算长度；
A ——电负荷；
B δ ——气隙磁通密度；
P ′——计算功率。
可见，在变频调速电动机设计中，在负载连续运行和某转速下输出标称功率条件下，主要尺寸
由
B
δ
及
A
值决定。
1. B δ 和 A 的选取 B δ 和 A 的选择在变频调速电动机设计中主要考虑的因素：
（1）效率与温升 变频调速系统运行时，国家标准对其运行效率有一定的要求。但在变频电源供电情况下，由于电源时间谐波的影响，比工频电源供电时，铁耗、铜耗及其他损耗均有较大的增加。
1）铁耗。一般说来，若正弦基波磁通时的铁耗为 P Fe ，则由于电源谐波影响，其铁耗的增加量Δ P Fe 由式（2-22）确定：
式中 a ν ——高次谐波的谐波强度；
ν ——高次谐波次数。
若正弦基波磁通时的转子铁心表面损耗为 P S ，则由于电源谐波影响，其表面损耗的增加量Δ P S 由式（2-23）确定：
这两部分铁耗增加的结果，使变频电源供电时比工频供电时铁耗总体增大10%～20%。
变频电源供电时的铁耗近似公式计算：
式中
——变频电源供电时的铁耗；
U m ——非正弦电压引起磁路饱和的等效电压；
U 1 ——工频正弦电压。
2）铜耗。由于高次谐波电流的趋肤效应，引起电流分布不均匀，而使交流电阻增大，铜耗增加。由于趋肤效应引起转子阻抗的变化可由式（2-25）确定：
式中 R 2 、 R 2 ν ——计及趋肤效应前后的转子电阻；
x 2 、 x 2 ν ——计及趋肤效应前后的转子电抗；
K r ——趋肤效应对应的电阻系数；
K x ——趋肤效应对应的电抗系数；
ξ ——导体的计算高度。
由高次谐波引起定子电流 I ν 的计算：
式中 U ν ——高次谐波电压；
R 1 ν 、 x 1 ν ——计及趋肤效应后的定子电阻及电抗。
高频铜耗 P Cu ν 的计算：
式中 P Cu ν 1 ——定子高频铜耗；
P Cu ν 2 ——转子高频铜耗；
m ——相数。
一般情况下，定子高频铜耗为工频铜耗 P Cu1 的15%，而转子高频铜耗已近似等于转子工频铜耗 P Cu2 。
3）绕组端部谐波漏磁损耗。与正弦基波相同，高次谐波也同样在定转子端部引起端部漏磁损耗。只是由于高次谐波的频率更高，故其数值更大，其值可由式（2-28）确定：
式中 P sν ——谐波漏磁损耗；
P s ——基波漏磁损耗；
I ν 、 f ν ——谐波电流及频率；
I 1 、 f 1 ——基波电流及频率。
一般认为定转子谐波漏磁损耗大致相等，故电动机内由于谐波引起的端部总损耗∑ P sν =2 P sν 。
4）摩擦损耗与通风损耗。在变频电源供电时与工频电源供电时有很大不同。这主要是变频调速运行时，电动机在较宽的转速范围内变速运行，而这些损耗均与转速有关。一般说来，若转速为 n ，则滑动轴承的摩擦损耗正比于 n 1.5 ，滚动轴承的摩擦损耗正比于 n ，通风损耗正比于 n 3 。
总之，由于电源谐波的影响，总损耗约增加30%左右，导致效率降低1%～3%。由于损耗的增加，故使温升增高。在同样的输出和相同的散热条件下，变频电源供电时的温升要比工频供电时高出10%～20%。因此，为了保持必要的效率和允许的温升，在相同绝缘结构及冷却条件下，应选用较低的 B δ 和 A 值。
此外还应指出，对于转子绕组磁链保持常数运行时，为了补偿转子绕组漏磁通，气隙磁通密度必须随着负载转矩的增加而相应地提高。同样，当定子绕组电流增加时，定子槽漏磁通的增加会引起定子齿及轭部磁通密度的上升。因此，在根据额定运行状态进行电动机设计时，气隙及定子铁心磁通密度的选取应留有相当的余地，以免过载运行时磁路过分饱和。
最后指出的是铜耗和铁耗分别与 A 、 B δ 成正比。因此选择 A 与 B δ 的比值，应使最大效率和功率因数出现在额定运行点处。
（2）逆变器类型 变频电源在“交—直—交”变频调速系统中，由于直流环节的基本功能及滤波方式的不同，逆变器分为电压型和电流型两种基本类型。
1）电压型逆变器。对于由电压型逆变器供电的电动机，脉动转矩及谐波电流取决于电动机的漏抗 X 值。出于限制脉动转矩及谐波电流的考虑，希望定转子漏抗大一些。因此，为了使总谐波电流相对值小于20%，应使额定频率下的漏抗标幺值大于0.25，励磁电流标幺值小于0.2。
由于
，为了保持一定的
X
1
值，应选较大的
A/B
δ
值，特别是在频率较高时，提高
A/B
δ
，可降低磁轭及齿部的铁耗。因此更应选取较大的
A/B
δ
值。
由于
式中 I m ——空载励磁电流；
K t ——饱和系数；
δ ——有效气隙长度；
D 1 ——定子外径；
τ p ——极距。
可见，在一定的 δ 和 τ p 下， B δ / A 越小，则空载电流越小，功率因数越高，所以应取较大的 A/B δ 值。
当 A/B δ 值一定时，为了减小 I m ，应减小气隙长度 δ 。也就是说它与普通异步电动机一样，应在结构要求和生产工艺所允许的范围内选最小气隙。但由于变频调速电动机可能承受比普通电动机更大的转矩冲击和振动，电动机的轴承要留有适当的轴向窜动量和径向间隙。所选的最小气隙应比同容量普通异步电动机稍大一些，通常为同样大小的普通异步电动机的1.5～2倍。
2）电流型逆变器。对于由电流型逆变器供电的电动机，情况正好相反。为了减小最大的换流时间，限制换流时逆变器和电动机中出现的过电压，要求换流电路中的总电感越小越好。由于电动机的漏电感是换流回路电感的一部分，故要求电动机的漏电感越小越好。电动机的漏抗越小，电流型逆变器输出一定量电流谐波所产生的电压谐波也就越小。也就是说，从抑制电压谐波的角度考虑，也希望减小电动机的漏抗。
因此，对于由电流型逆变器供电的电动机，漏抗标幺值应小于0.15，励磁电流标幺值应大于0.35。
综上所述，由电流型逆变器供电的电动机，应选取较小的 A/B δ 值。与电压型逆变器供电时情况相反，为了增大励磁电流，减小漏抗，除了取较小的 A/B δ 值外，还应增大气隙 δ 。当然尽管增大气隙不受结构要求和生产工艺的限制，但也受功率因数的制约。气隙越大，功率因数越低，这是应考虑的主要因素。
2. D i1 与 l eff 之比的确定 B δ 与 A 之值确定后，通常 D i1 / l eff 的比值由下式确定：极对数 p =2时， D i1 / l eff =0.4～0.6； p =3时， D i1 / l eff =0.5～0.8。可见，对变频调速电动机，应选较小的直径 D i1 ，这是因为：
1）转子表面线速度 v =π D 2 n m （ n m 为运行时最高转速），故 v 与 D 2 成正比。因此，较小的 D 2 便产生较小的离心力。这对于进入高速运行区的变频调速电动机较为有利。
2） D 2 较小，则转子惯量较小，也即减小了电动机的机械时间常数，其动态性能好。这对于处于调速状态的变频调速电动机更为重要。
3） D i1 小 l eff 大，绕组的端部短，端部漏抗、端部杂散损耗、端部铜耗及端部机械应力小。
4） D i1 小 l eff 大，可增大定子铁心与机座间的接触面积，改善散热条件，这对于可能产生较大损耗和较高温升的变频调速电动机是有利的。
5）减小 D i1 的尺寸，可减小机械噪声。
对于电动机本身而言，电动机容量一定时，选取电压高者较好。不过额定电压不只是电动机设计的主要依据，同时也是变频调速系统中联系电动机与变频器的基本中间参量。因此根据机电一体化的观点，电动机额定电压的确定，还应根据变频电源自身的特点及其在经济合理的条件下所能提供的电压综合考虑。
在异步电动机矢量控制系统或转差控制系统中，为了保持转子磁通或气隙磁通不随负载而变化，要求逆变器输出电压随负载变化而调节其大小，以补偿定子绕组漏阻抗压降；另一方面，逆变器的输出电压受直流环节电压的限制，不可能超过其最大值。也就是说，异步电动机额定电压的取值受到电动机的控制方式、漏阻抗数值、系统的过载倍数及逆变器最高输出电压等因素的制约。此外，额定电压的高低，还直接影响额定电流的数值和电力半导体器件的容量与价格。
因此，在决定电动机额定电压时，应从技术和经济两方面对电动机和逆变器，即对整个变频系统作全面分析，使电动机和逆变器都处于合理的技术匹配。
经理论推导，得出决定电动机额定电压 U 1N 的计算公式如下：
式中 U ——供给整流器的三相工频交流电源线电压（V）；
K m ——系统转矩过载倍数；
s N ——额定运行时转差率；
K f ——最大负载与额定负载时定子频率比；
即由参数决定的计算常数，
X
m
为电动机励磁电抗。
在由系统允许的谐波电流含量（电压型逆变器），或允许的电流脉冲峰值（电流型逆变器）决定
之后，根据电动机的预期效率或机械特性硬度可预测出
s
N
及
，于是由上式便可确定电动机的额定电压。
由于漏抗与绕组匝数的二次方成正比，当电动机额定功率一定时，电压越高则电流越小，绕组匝数越多，绕组漏抗越大。如前所述，电压型逆变器供电的电动机要求有较大的漏抗，故应选取较高的额定电压。电流型逆变器供电的电动机则正好相反，应选取较低的额定电压。
中小型变频变压调速异步电动机一般采用电压型逆变器供电，其额定电压受工频电网电压及逆变器直流环节电压的限制，不可能超过工频电网电压，工频电网电压为380V，考虑到变频器内各种器件的压降，故一般设计在50Hz输出标称功率时的额定电压为320～370V。
对于变频器供电的电动机来说，电动机的转速
。由于在变频电动机的设计中
f
和
p
都可以作为设计变量，原则上设计人员可以采用多组不同的
f
和
p
来满足电动机的转速要求，但电动机的励磁电流与电动机的
（
δ
为气隙长度，
τ
p
为极距）有关，
越大，电动机的励磁电流就越大，这将使电动机的功率因数和效率下降，而
又正比于电动机的极数，因此从理论上说电动机的极数越少，其功率因数和效率就可能越高。从另一个角度来看，当电动机的转速一定时，极数的减少就意味着额定频率的降低，也就意味着铁耗的降低，在定频电动机中无论采取什么样的
p
和
f
值，额定值时的电抗相差不大，所以额定频率
f
的降低可以使电动机定子线圈每极每相的串联匝数增加，这不但会使电动机低频时的性能得到改善，同时还会使电动机额定运行时的匝间电压降低，从而可以提高电动机的运行可靠性。
从散热的角度来看，极少数的电动机由于其轭部磁路的需要，电动机定子内径相对较小，因而电动机的散热也就比较难。从成本的角度来分析，由于两极电动机的端部较长，且短距系数较低，因此在相同的情况下制造两极电动机所用的铜线的利用率较低。从对抑制谐波的能力看，由于电动机是定频设计的，电动机在额定运行时的电抗相差不大，在额定频率下运行时对变频器造成的谐波抑制能力相差不多。因此电动机极数应综合多方面的因素来选取。一般极数取2 p =4、6、8，通常4极电动机能得到较好的效果。
电动机参数是决定电动机性能的主要因素，也是决定变频电源技术经济性能的重要参数。合理设计电动机的参数是提高变频调速系统整体性能指标的重要方面。
1.减小谐波电流的措施 在变频调速异步电动机中，定转子漏抗是限制谐波电流的主要因素。它们的数值决定了系统谐波电流的含量和负载变化时电压调节的范围。从等效电路看，在给定电压下，异步电动机的电流由等效电路的参数、转差率及定子电源频率决定。由于变频调速系统的基波电压通常运行于低转差率状态，而高次谐波电压则实际上运行于堵转状态，因此谐波电流主要是由谐波电压的含量和定转子漏抗决定的。
谐波电流的存在对变频电源和异步电动机都是有害的。为了减小高次谐波电流，可以从逆变器和电动机设计两方面采取措施。
1）在逆变器方面，可采用较高的调制频率以提高谐波的次数，从而减小谐波的幅值。
2）在异步电动机方面，主要是增大漏抗。如果漏抗过大，将引起电动机参数的配置不合理，使电动机体积增大，成本上升。由于调压范围的增大，还会引起逆变器成本上升。当电动机为转差率控制时，增加漏抗还会降低最大转矩倍数。
2.电动机短路阻抗的确定
（1）最大脉动电流幅值较小时短路电抗的确定 从电动机设计来看，在一定的调制方式、一定的谐波电流含量下，电动机漏抗的最小允许值，经理论分析，得出当SPWM逆变器做双极性工作时，基波短路电抗标幺值
应满足式（2-31）：
式中 ν ——谐波次数；
α j ——第 j 次切换时的角度；
m j ——范围内的切换点数；
m 0 ——额定运行时定子电流的谐波含量与定子电流（有效值）之比：
式中 I ν ——第 ν 次谐波电流。
当SPWM电压波形已知时，由上式便可求得与
m
0
对应的电动机短路电抗的标幺值
的最小允许值。
（2）最大脉动电流幅值较大时短路电抗的确定 在某些情况下，如在SPWM逆变器输出的基波电流小于脉动电流时，采用谐波电流含量的综合指标，并不能充分反映电流的峰值和脉动的程度。而峰值电流对逆变器元件的选择和换流计算，以及对电动机的损耗等都影响较大，因而也就直接影响到短路电抗 X k 的取值。经理论分析，得出脉冲电流峰值 I p 的允许值给定时，电动机的短路电抗由近似公式（2-32）确定：
式中 f 1 ——电源频率；
U d ——逆变器输入侧直流电压；
Δ t ——电压脉冲的时间宽度。
（3）定、转子电阻的确定 在工频异步电动机设计中，定、转子电阻值的确定受到用铜（铝）量和效率等因素的约束。为了提高电动机效率，应取较小的定子电阻值。此外，转子电阻还受到机械特性要求的限制，为了得到较硬的机械特性，一般取较小的转子电阻值。在变频调速异步电动机设计中，仍然存在这一关系。
此外，由于变频调速电动机不同于普通异步电动机，可以不考虑起动性能，无需通过增大转子电阻的办法，限制起动电流，提高起动转矩。相反，为了减小转子基波及谐波损耗，应尽量减小转子电阻，除了在转子齿磁通密度允许的情况下尽可能增大转子槽面积，还可以选择低电阻率的导条及端环材料。转子电阻的减小会使转差率减小，在实行转差控制技术时还需考虑转子电阻对控制精度的影响。
3.趋肤效应对定、转子参数的影响 由于各次谐波频率较高，因此趋肤效应对定、转子电阻和漏抗的影响较工频供电时更为显著。趋肤效应的结果，使导体的有效截面积减小，从而使定、转子电阻增大。趋肤效应也使漏磁路径的截面积减小，因而使漏电感减小。下面介绍计及趋肤效应后定、转子参数的计算方法。
（1） ν 次谐波的转子电阻计算 ν 次谐波的转子电阻除可按 r 2ν 和 x 2ν 计算公式计算外，还可按式（2-33）近似计算：
式中 R ′ 2ν ——未计及趋肤效应时转子每相电阻（折合值）；
ξ 2ν —— ν 次谐波频率下计及趋肤效应对转子电阻影响的计算系数：
式中 h B ——转子导条等效高度；
ρ B ——折算温度下转子导体的电阻率。
（2） ν 次谐波的定子漏抗计算 ν 次谐波的定子漏抗 X 1ν 可按式（2-35）近似计算：
式中 X 1 ——未计及趋肤效应时定子每相漏抗。
（3） ν 次谐波的转子漏抗 X 2ν 计算 ν 次谐波的转子漏抗 X 2ν 可按式（2-36）近似计算：
式中 X 2 ——未计及趋肤效应时转子每相漏抗。
1.各种谐波转矩的影响 由于电流中谐波磁场的存在，不仅会在电动机中产生一系列谐波损耗，影响效率和温升，还会产生一系列谐波转矩。这些谐波转矩分为两类：一类是大小和方向不变的恒定谐波转矩；另一类是交变谐波转矩。当电动机端电压中有 ν 次电压谐波时，就形成了 ν 2 个转矩，其中包括一个基波转矩、（ ν -1）个恒定谐波转矩和（ ν 2 -ν ）个交变谐波转矩。
（1）恒定谐波转矩 恒定谐波转矩是由气隙谐波磁通和由它感应出的转子谐波电流相互作用而产生的。其产生原理与定、转子基波磁通及电流产生基波转矩的原理相同。其中5、11、17、…次恒定谐波转矩反转，7、13、19、…次恒定谐波转矩正转。这两类正反转谐波转矩相互抵消后，仅剩一个很小的反向转矩，使异步电动机转矩略有减小，对电动机运行影响不大。
（2）交变谐波转矩 交变谐波转矩是由气隙磁场谐波与该磁场谐波次数不同的转子谐波电流相互作用产生的。每一气隙谐波磁场，均可和与它次数不同的任一次转子谐波电流作用产生一交变谐波转矩。但主要的交变谐波转矩是由基波磁通与5、7、11、13次转子谐波电流相互作用产生的。由于磁场谐波次数与转子谐波电流次数不同，所以转矩的方向半周内为正，另半周内为负，转矩是交变的，因而一周内的平均值为零。
谐波转矩对异步电动机正常运行虽然影响不大，但在基波频率很低的情况下，当换流频率过低时，异步电动机的转矩会产生换流频率下的剧烈脉动。这种由于在两次换流之间转子电流过分衰减而造成的脉动转矩，会使电动机的转速发生一连串的跳跃现象。因此，低频下的转矩脉动使电动机的最低转速有一个下限，这就缩小了电动机的调速范围。此外，谐波及其转矩还产生振动和噪声。因此为了减小电动机中的谐波转矩，必须在电动机设计时予以考虑。
2.转子槽形及对降低谐波损耗、脉动转矩的影响
（1）转子槽形选择 变频电源中的各次谐波，在电动机运行时均会在定转子导体中产生趋肤效应，使导体有效截面积减少，电阻增大，造成定、转子铜（铝）耗增大。由于转子铜（铝）耗在总损耗中占的比例较大，约占1/4以上，特别是低频段运行时更是如此。趋肤效应的强弱取决于转子电流的频率 f 2 和槽形尺寸，频率越高，槽越深，越严重。因此在变频调速电动机设计时，应特别注意转子槽形的选择，最大限度地减少趋肤效应的影响。将原有系列电动机槽形予以改进的方法如下。
计算趋肤效应时导条的相对高度
式中 h B ——转子导条实际高度；
b B / b k ——导条宽和槽宽之比，铸铝转子为1；
ρ B ——转子导条的电阻率；
f 2 ——转子电流频率（ f 2 = sf 1 ）。
导条电阻的等效高度和导条电抗的等效高度
式中
当
ξ
≥2时，
，此时
转子槽形的确定：假定产生趋肤效应前后，保持导条截面积不变时，电阻也不变的原则，求出产生趋肤效应后槽上部宽度 b pr1 ，如图2-26所示。
图2-26 增大槽上部宽度以后的转子槽形（槽底部阴影与两侧阴影面积相等）
导条原截面积为
趋肤效应后导条截面积为
当 S B = S pB 时，则
b pr2 可按图2-26中的梯形关系求得
（2）选用特殊槽形 由于变频调速电动机不同于工频电源供电的电动机，不必考虑它的起动性能，这为自由选择转子槽形提供了很大余地。由于趋肤效应的影响，使高次谐波的电流集中在气隙侧，导致转子运行电阻增加，铜耗增大。若采用图2-27所示的上大下小、槽深较浅的槽形（图中采用了闭口），则可大大减小趋肤效应的影响。交流变频调速异步电动机一般不宜采用深槽结构，更不能采用双笼槽形。
（3）采用闭口槽 转子齿槽会引起定子表面磁场高频脉动，形成电动机定子的表面损耗和脉振损耗，甚至产生振动和噪声。采用闭口槽后既可大大增大槽漏抗，抑制高次谐波电流，降低脉动转矩，又可降低损耗，减小振动噪声。
图2-27 转子闭口及特殊槽形
3.轴承绝缘设计 由于逆变器工作时，电动机磁路不对称产生环形磁通而感应交流电压、转轴上静电聚集产生电压以及变频器三相输出电压瞬时值不为零，导致中性点不为零，从而产生共模电压等因素合成产生轴到地电压。其中共模电压是造成轴电压和轴承泄漏电流的主要原因。在变频电源供电情况下，由于高次谐波的影响，轴电压产生的机会则有增加的趋向。轴电压随着频率的增加而增加，轴与轴承之间的轴电压如超过允许值时，则油膜或润滑脂因轴电流通入使之遭到破坏，最终使轴或轴承受损伤。变频电源供电时的轴电压有以下特点：
1）与工频正弦供电时相比，轴与轴承间的轴电压要大20%～50%。
2）运行频率增加，轴与轴承间的轴电压也增大。
3）与正弦工频电源供电时一样，轴与轴承间的轴电压与负载大小基本无关。
4）与工频正弦电源供电相比，轴与地之间的轴电压增大100%～200%。
一般轴电压高于500mV（峰值）时，为避免轴承遭受电腐蚀，就要求对轴承采用绝缘措施，限制轴电流在0.4A/mm 2 以下。
对轴电压的防止对策：
1）抑制电源谐波，采用逆变器供电的调速系统加装滤波器或配套变频调速装置加设共模滤波电路。
2）采用电动机负荷侧轴承接地、非负荷侧轴承绝缘的方法，如：①绝缘轴承；②在轴承内圈或外圈表面等离子均匀喷涂50～100μm绝缘层；③端盖轴承室加套，套和端盖间加绝缘层；④紧固内外盖螺栓加绝缘套管和绝缘垫等。
3）导电润滑剂。
4）轴接地系统，即采用接地电刷装置。
4.绝缘设计 变频电动机在逆变电源供电下，承受的电压是运行电压和逆变器换流时产生的尖峰电压的叠加值。这种峰值电压常称为浪涌电压，数值较高，能使电动机绕组绝缘加速老化及产生电晕放电。与正弦电压相比，变频电动机绕组线圈上的电应力有两个不同点：一是电压在线圈上分布不均匀，在电动机定子绕组的首端几匝上承担了约80%过电压幅值，绕组首匝处承受的匝间电压超过平均匝间电压10倍以上。这是变频电动机通常发生绕组局部绝缘击穿，特别是绕组首匝附近的匝间绝缘击穿的原因。二是电压的性质（形状、幅值）对匝间绝缘有很大的影响，使之产生过早的老化或破坏。变频电动机绝缘损坏是局部放电、介质损耗发热、空间电荷感应、电磁激振和机械振动等多种因素共同作用的结果。
变频电动机从绝缘方面看要求具有以下几个特点：①良好的耐冲击电压性能；②良好的耐局部放电性能；③良好的耐热、耐老化性能。因此，变频电动机均采用耐电晕绝缘系统。
设计绝缘结构时，必须选用耐电晕的电磁线、绝缘漆和其他绝缘材料，采用真空压力浸渍工艺，形成无气隙绝缘，绝缘等级一般为H级或更高。在材料的选用上，以耐电晕聚酰亚胺薄膜形成绝缘结构的主体材料，主绝缘为CR云母复合带与CR聚酰亚胺薄膜，匝间绝缘为FCR聚酰亚胺薄膜，浸渍漆为无溶剂硅有机树脂漆。功率在300kW以下的变频电动机，电磁线一般使用圆漆包线，300kW以上的变频电动机采用整嵌绕组，电磁线均采用聚酰亚胺薄膜绕包烧结导线。
由于变频器产生冲击电压的
值较大，主要作用于电动机进电的前三匝，因此也可采用在电动机每极每相串联匝数的前3匝（角接时包括后3匝）加强绝缘的方法来处理。
此外，变频异步电动机设计时温升应留有一定的裕度，可考虑留有20～30℃的温升裕度。常选用F级绝缘材料作B级使用，H级绝缘材料作F级使用，C级绝缘材料作H级使用，以提高电动机的耐热可靠性。