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经典功率放大器通过控制晶体管的静态偏置点来控制波形，从而达到提升效率的效果。C类功率放大器可以达到100%的理论效率，但是达到100%效率的同时，波形消失，输出功率为0，功率放大器停止工作。为了让功率放大器在正常工作的同时达到100%的理想效率，人们提出了各种功率放大器架构。F类功率放大器通过控制输出匹配网络的谐波阻抗来对漏极电压和电流进行波形调整，从而减小晶体管的功率消耗，提高效率。
具体来说，理想F类功率放大器的输出匹配网络，对于所有偶次谐波短路，对于所有奇次谐波开路。直流分量、基波和所有偶次谐波叠加为电流波形，所有奇次谐波叠加为电压波形，其结果如图1.1所示。
理想情况下，电压、电流波形交替出现，功率为0，晶体管漏极没有功率消耗，最终达到100%的效率。在实践中，受限于寄生参数与晶体管漏电流等的实际影响，F类功率放大器无法达到理论效率，但最终效率仍旧显著优于B类功率放大器和其他经典功率放大器。
图1.1 F类功率放大器漏极电压、电流波形图
除了F类功率放大器，还有一种逆F类功率放大器，两者的基本原理相同，逆F类功率放大器输出网络对所有偶次谐波开路，对所有奇次谐波短路，最终呈现出来的电压、电流波形与F类功率放大器的相反。
F类和逆F类功率放大器理论上要求控制所有的谐波分量，但在实践中显然无法实现。根据文献[8]计算，仅须控制有限的低次谐波分量就可以取得一个较好的效果。在实践中，通常只控制二次和三次谐波项，因为在传统的枝节结构中，过多的谐波控制会增加输出匹配网络复杂度，增加插入损耗，最终影响性能。文献[9]引入了一种双传输线结构，实现了最高到六次谐波的控制，使得电压、电流波形更接近理想状态，最终达到提升效率的效果。同时该结构较为紧凑，实现了电路拓扑的小型化，也简化了设计流程。图1.2展示了双传输线的拓扑结构。
图1.2 双传输线拓扑结构
为了简化设计复杂度，取 Z 1 = Z 2 = Z ， θ TL1 + θ TL2 =180°（0°＜ θ TL1 ＜90°＜ θ TL2 ＜180°），经过计算，该网络的输入阻抗为 [9]
当频率 f 选为 f 0 时，输入阻抗 Z in （ f 0 ）可表示为 [9]
考察该结构的谐波频点的阻抗，经过推导可发现输入阻抗 Z in 在一些特定的频点会呈现短路或开路的特性：
可以看出，当 θ TL1 取值适当时，该双传输线结构可在多个谐波频点产生短路或开路的效果，因此该结构非常适合谐波控制网络的设计。
为了增加设计自由度，做到更加精确地控制二次和三次谐波阻抗，在设计输出匹配网络时增加了一个新结构来控制三次谐波，最终设计出的输出匹配网络理论模型如图1.3所示。
图1.3 基于双传输线的输出匹配网络 [9]
本章的目标为设计一个工作在2.4GHz的逆F类功率放大器，设计参数如下：
☺ 频率：2.4GHz
☺ 输出功率：25W
☺ 增益：＞10dB
☺ 效率：＞70%
根据设计要求，本章案例选择了来自CREE公司的CGH40025F氮化镓HEMT，相关手册和模型可以从CREE公司官方网站获取。功率放大器仿真的准确度受晶体管模型影响较大，推荐从官方网站获取最新的器件模型并时常更新。