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直流变压器作为中低压直流配电系统中实现中、低压母线互联的关键设备，受到了国内外广泛关注与深入研究，也在各示范工程中得到了初步应用。一般地，直流变压器至少应具备电压变换与电气隔离功能，其基本结构如图1.3所示，通过交直流电压变换电路完成直流电压与中高频交流电压间的变换，利用中高频变压器实现电压变换与电气隔离。根据不同交直流电压变换电路的运行特性，在变压器回路中引入电感、电容等无源元件，以改善电路软开关、电气应力等性能，其中根据无源元件类型，直流变压器大致可分为双有源桥型（Dual Active Bridge，DAB）与谐振型两种。而受限于现有商用半导体器件的电压、功率等级，单个传统全桥、半桥等交直流变换电路难以支撑中压直流电压。为实现中压直流母线接入，目前隔离型DCT主要有三种解决思路：①半导体器件串联或采用高压宽禁带半导体器件；②采用模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter，MMC）结构；③采用输入串联、输出并联（Input Series Output Parallel，ISOP）或输入串联、输出串联（Input Series Output Series，ISOS）结构。本节将针对以上三种解决思路分别对其研究现状进行梳理归纳。
图1.3 隔离型直流变压器基本结构
直流变压器实际是一种电压、功率等级较高的隔离型DC/DC变换器，因此在现有各类全桥、半桥、DAB或LLC等隔离型DC/DC变换器中采用高耐压的开关器件，是构建面向中压直流场合DCT最为直观的想法，其典型拓扑结构如图1.4所示。
图1.4 基于高压宽禁带半导体或开关串联的单模块直流变压器典型拓扑结构
近年来，随着SiC等高压宽禁带半导体器件与器件串联技术的发展，单个器件阀组的耐压能力、开关性能显著提升，使得这种想法成为可能。自1997年J.N.Shenoy与J.A.Cooper等人发布首例耐压为750V的6H-SiC平面沟道MOSFET以来 [12] ，Cree、Infineon等公司对SiC-MOSFET进行了深入研发，不断提升SiC器件的耐压水平与通流能力。2004年，Cree公司首次发布了10kV级的高压SiC MOSFET器件 [13] ，并通过增大器件面积、改进MOSFET结构，不断降低器件导通电阻、提升开关性能。2011年，D.Grider等人成功完成了10kV/120A等级SiC半桥模块的研制与测试 [14,15] ，其100A下的导通电阻低至44mΩ，但文献中未给出10kV/120A SiC半桥模块的开关损耗。2015年，Cree公司基于8.1mm×8.1mm晶圆研制了新一代10kV/15A等级SiC-MOSFET与二极管 [16] ，并在7kV/15A/150℃工况下测试得到MOSFET开关损耗约为20mJ，仅是6.5kV级Si-IGBT开关损耗的1/10。2017年，Cree公司进一步发布了10kV/240A等级SiC-MOSFET半桥模块 [17] ，并测试得到3.6kV/250A下的开关损耗为130mJ，为6.5kV级Si-IGBT的1/20。得益于较高的开关速度与较低的开关损耗，高压SiC-MOSFET在6kV电压下仍可工作于10kHz以上的开关频率，使得采用单一全桥、半桥实现直流变压器中压端口输出成为可能。但遗憾的是，10kV级SiC-MOSFET造价高昂，并未实现商业化，仅仅在国内外研究机构与高校内有少量应用。同时，参考文献[18]指出，随着SiC-MOSFET耐压的升高，漂移区掺杂浓度下降，导致比导通电阻（定义为单位面积芯片的导通电阻）急剧上升，因此10kV以上的SiC-MOSFET存在导通电阻较大、通流能力不足的局限，这大大限制直流变压器的功率等级。
相较于采用高压10kV开关器件，现有1200～3300V级Si或SiC开关器件耐流可达数百A以上，且价格远低于10kV开关器件。因此，采用低电压开关器件直接串联方式不失为降低器件成本、提高直流变压器功率的一种可行方法。但由于各开关器件寄生参数、开关特性、驱动及外围电路、甚至对地（散热器）寄生电容的不一致性 [19] ，串联开关器件多存在电压不均的问题，需要增加额外的均压电路来保证串联开关器件在静态与动态工况下的电压均衡。参考文献[20-25]分析了串联IGBT器件电压失衡的原因，并提出了如并联缓冲回路 [20] 、驱动信号动态控制 [21-24] 、器件驱动自举 [25] 等器件均压方法。但由于大功率IGBT开关特性不佳、开关损耗较高，串联IGBT工作频率受限，多用作AC/DC换流器或固态断路器中的换向开关，而当其用于直流变压器时，将导致较低的开关频率及庞大的无源元件。
与串联IGBT方案相比，串联SiC-MOSFET器件兼具较高的开关速度与较低的开关损耗，在直流变压器场合中更具优势。参考文献[26-30]对串联SiC-MOSFET器件的均压方法进行了研究，提出了各类驱动信号调节方法。特别地，参考文献[29]和[30]分别提出了结合SiC-MOSFET与SiC-JFET的串联器件，如图1.5所示，通过控制SiC-MOSFET的通断，利用负载电流逐级实现JFET门极结电容充/放电，从而实现SiC-JFET逐个关断/开通，并且参考文献[30]在相邻JFET门极间连接电容均衡了各JEFT开关速度，进一步保证了串联JFET与MOSFET的均压。但由于各级JFET是依次开通与关断的，串联器件的开关时间较长，导致开关损耗增加。
图1.5 基于SiC-MOSFET与SiC-JFET的串联器件结构
基于上述高压半导体器件，参考文献[29，31-36]进行了直流变压器样机研制，样机参数如表1.1所示，相关工作主要集中于瑞士苏黎世联邦理工学院（ETH）与美国北卡莱罗纳州立大学（NCSU）。2008年，J.W.Kolar等人基于低压SiC-MOSFET与SiC-JFET串联器件，提出了全桥/三电平混合DAB型直流变压器 [29] ，其工作频率可达50kHz，但论文中仅对串联开关与高频变压器进行了测试，并未给出整机测试结果。2016年，A.Tripathi等人结合三电平结构与15kV SiC器件，将中压端口电压推升至22kV，并对比了15kV SiC-IGBT与SiC-MOSFET损耗，在相同工况下，基于SiC-MOSFET的直流变压器效率较SiC-IGBT提升约1.4%，但该样机实际测试电压为8kV/10kW，远低于设计额定值。2017～2021年，ETH与NCSU团队继续对基于高压SiC-MOSFET的直流变压器进行了数次设计迭代，并完成了相应测试。2021年，浙江大学基于低压SiC-MOSFET串联技术，研制了5kV/400V/30kW半桥谐振型直流变压器，但该直流变压器低压侧采用整流二极管，无法进行功率双向传输。
表1.1 基于高压半导体器件的直流变压器样机参数
根据表1.1，现有基于高压半导体器件的直流变压器工作频率可达10kHz以上，有效降低了母线电容、电感、变压器等元件体积，但受限于高压SiC器件的通流能力，直流变压器功率等级普遍较小（100kW以下），应用场景较为受限。而其在实际应用中还存在两个主要问题：①高压半导体器件可靠驱动、保护技术尚不成熟，且单一模块的结构难以实现冗余，降低了直流变压器的工作可靠性；②在直流变压器中压侧，高压SiC器件的高开关速度使得变压器绕组面临着恶劣的高d v /d t 工况，对绕组、磁心的绝缘提出了严峻挑战。另一方面，高d v /d t 导致电路对变压器寄生参数更加敏感，可能激励严重的开关电压振荡与尖峰 [37] 。
2011年，S.Kenzelmann等人提出了基于MMC的隔离型直流变压器（记作MMC-DCT），用于连接中高压直流母线，如图1.6所示，采用单相MMC将中压直流电压变换为中频交流电压，从而通过中频变压器实现电压隔离与变换 [38,39] 。模块化多电平结构的引入不仅有效降低了中压端口侧开关器件的电压应力，还带来了高冗余性的优势。该结构结合了DC/DC变换器与模块化多电平换流器的工作特点，从拓扑角度，该MMC-DCT拓扑可看作是采用由半桥模块组成的桥臂替换传统全桥型DAB变换器中开关器件得到，而从控制角度，MMC中半桥桥臂的上管同时开关，占空比为50%，也类似于全桥电路。自此之后，国内外学者针对不同应用场景需求与潜在问题，对MMC-DCT拓扑结构与控制策略进行了大量的研究。
图1.6 隔离型MMC直流变压器拓扑结构
1.基于模块化多电平换流器的直流变压器拓扑结构演化
参考文献[40，41]采用如图1.7a所示的三相MMC与三相变压器构建直流变压器，提升了MMC-DCT的传输功率容量，降低了端口电流纹波。而参考文献[42-52]则针对MMC-DCT中模块数量多、体积庞大的问题，通过结合MMC与隔离型DC/DC变换器的研究成果，分别提出了不同的紧凑化MMC-DCT拓扑结构。参考文献[42]引入紧凑化多电平可控桥臂变换器（Alternative Arm Converter，AAC）替换MMC，实现交直流电压变换，其典型结构如图1.7b所示。AAC结合了两电平AC/DC换流器与MMC的工作特点 [53] ，采用全桥子模块桥臂输出基本正弦半波，通过桥臂开关Q Au ～Q Cu 与Q Ad ～Q Cd 实现交流电压换向。相较于MMC，AAC使用较少数量的子模块，即可输出相同的交流电压。然而，AAC需使用全桥子模块组成桥臂，增大了开关器件的数量与成本，且桥臂开关（Q Au ～Q Cu 与Q Ad ～Q Cd ）需要承受较高的电压应力，增大了工程应用难度，而这些问题也同样存在于AAC结构的DCT中。相似地，参考文献[43]采用如图1.7c所示的开关混合型模块化多电平换流器拓扑构建了DCT，实现交直流电压变换。不同于参考文献[42]，参考文献[43]采用类DC/DC变换器控制方式，即同一桥臂内半桥模块开关驱动一致，DCT工作模式类似于传统三相DAB变换器 [54] ，可实现器件的零电压开通（Zero-Voltage-Switching，ZVS），降低了开关损耗与器件串联的实现难度。并且由于该结构仅需使用半桥模块桥臂，相较于AAC结构，更利于提升直流变压器功率密度和降低成本。然而，由于开关器件Q Ad ～Q Cd 为硬关断，串联器件的动态均压问题仍需注意。进一步地，参考文献[44]引入了并联混合型AC/DC换流器结构组成直流变压器 [55] ，其拓扑如图1.7d所示。通过控制半桥桥臂的输出电压，使得串联开关在换向工作时的电压被钳位在零电平，实现了串联开关器件的ZVS开关，解决了器件开关过程中的动态均压问题。
图1.7 基于MMC的直流变压器中压侧交直流变换电路结构演化
另一方面，参考文献[45-47]充分结合DC/DC变换器工作特性，采用基于半桥模块的桥臂替代了半桥电路中的开关器件，提出了如图1.7e所示的拓扑结构。该结构仅使用了一组桥臂，因此相较于图1.6中的单相MMC结构，大大减少了桥臂模块的数量。参考文献[48,49]则直接将半桥模块桥臂串联变压器绕组，构建了一种桥臂串联结构，如图1.7f所示。该结构中，半桥桥臂电压为中压直流端口电压叠加交流分量，从而在变压器端口产生交流电压，实现电压变换。进一步地，参考文献[50]在该结构的基础上引入阻抗解耦思想，提出了另一种桥臂串联结构，如图1.7g所示，半桥桥臂与高频变压器串联后，与 LC 支路并联，形成中频交流传输回路。在中压端口处增加陷波电路滤除交流电压，以保证中压端口电压质量。但是，图1.7e～g中结构均在中压端口处采用了集中式电容结构，存在电容电压应力较高、体积庞大的缺点，并且在中压直流端口发生短路故障情况下，集中式电容放电电流较高，使得故障难以快速隔离，降低了运行可靠性。因此，参考文献[51，52]提出了一种如图1.7h所示的桥臂并联结构，在减少桥臂模块数量的同时取消了中压端口集中式电容。其工作方式与图1.7f结构相似，半桥桥臂的输出电压为中压直流端口电压叠加交流分量。在中压端口处采用电感进行滤波，而在变压器侧则采用电容 C d 滤除直流分量，从而在变压器端口得到交流电压。由此不难发现电容 C d 电压与中压端口直流电压相同，该结构依然存在单一电容电压应力较大的问题。
2.基于模块化多电平换流器的直流变压器调制策略
现有MMC型直流变压器的调制策略可简单归纳为两类：
1）高频载波调制方式，其延续高压直流（High Voltage Direct Current，HVDC）场合中MMC换流器的调制策略，如最近电平逼近调制策略 [56,57] 与载波层叠 [58,59] 、载波移相 [60,61] 等脉宽调制策略。其中，最近电平逼近调制策略需要较多的模块数量才可以实现较好的交流电压调制效果，而考虑到中压直流配电场合电压等级相对HVDC系统较低，MMC型直流变压器模块数量相对较少，载波移相、载波层叠等脉宽调制策略更为适合。各类调制策略已经在HVDC-MMC场合中得到了充分的应用与验证，相应的功率控制、桥臂子模块电容均压 [62] 等策略也可推广至MMC-DCT中。然而，在该类调制方式下，直流变压器交流电压频率受限，通常为几十至几百Hz [50] ，导致庞大的桥臂模块电容与变压器，降低了直流变压器功率密度。参考文献[63]将交流电压频率由几百Hz提升至10kHz，以减小磁心元件与电容体积，但这导致了较高的开关频率（参考文献中为40kHz），使得开关损耗急剧上升，降低了直流变压器的运行效率。
2）类DC/DC变换器调制方式，其借鉴两电平DC/DC变换器工作特点，将MMC桥臂整体作为一个开关器件进行控制，使得DCT中交流电压波形、器件软开关具有与传统DC/DC变换器相似的特性。该调制方式在参考文献[38]首次提出MMC型直流变压器时已被应用，对于如图1.6所示的DAB型单相MMC-DCT，同一桥臂内各半桥模块对应开关管同时开关，在MMC交流端口形成两电平方波电压，并采用单移相（Single-Phase-Shift，SPS）控制策略调节两侧MMC的移相角，以控制传输功率。然而，该调制方式下方波电压幅值等于中压直流端口电压，其陡峭的上升、下降沿在变压器端口造成很高的d v /d t 。考虑到大功率高频变压器绕组匝间/层间存在较大寄生电容 [64] ，高d v /d t 易损坏电感与变压器绕组间绝缘 [66] 。因此，参考文献[65]提出了准两电平（Quasi Two-Level，Q 2 L）调制策略，在同一桥臂内各半桥模块开关驱动间引入内移相角，减缓了交流电压瞬时的上升/下降沿。另一方面，这一类基于DAB变换器或谐振变换器的DCT可实现开关器件的软开关，有助于降低开关损耗，提升变换效率。但是由于桥臂电流为交直流电流叠加，易于保证半桥模块内的上开关管的开通电流为负，实现其ZVS开通，而下开关管软开关特性则较差，在端口电压不匹配或轻载工况下易丢失ZVS开通。参考文献[66]对Q 2 L调制下DAB型MMC-DCT在不同端口电压比与传输功率条件下的开关管ZVS边界进行了推导。此外，由于SPS控制下DAB型MMC-DCT具有较大的回流功率，不利于变换效率的提升 [68,69] ，参考文献[70]引入DAB变换器中的双重移相（Dual-Phase-Shift，DPS），提出了DPS-Q 2 L控制策略，通过优化单相MMC两组桥臂间移相角，可以减小回流功率与电流应力，提升了变换效率。参考文献[71，72]结合DAB变换器中的三角形电流控制策略，实现了开关管的零电流关断（Zero-Current-Switching，ZCS）。上述调制方式是通过控制交流电压零电平时间，实现端口电压匹配，而参考文献[47，48]则通过改变投入子模块个数，调节交流电压幅值，优化端口电压不匹配情况下的软开关性能。
对于类DC/DC变换器调制方式下的MMC-DCT，实现子模块电容均压也是一个关键问题，且由于交流频率较高，HVDC-MMC场合中的通过电压闭环调节子模块占空比的均压方法难以应用。参考文献[48，49]通过对桥臂模块的驱动信号进行轮换循环，实现了电容电压的自动均衡，但实际上由于开关器件、电容容值的差异性，各模块电容电压存在难以消除的静差。因此，参考文献[73，74]通过分析驱动信号相位对模块电容充放电电荷量的影响，采用电压排序方式，对电压最低的模块给予相位超前的驱动信号，实现了模块电容电压平衡。然而，参考文献[75]指出该排序方式仅适用于两直流端口电压比小于1.1的工况，并提出了一种双排序均压算法，通过比较两次排序后电容电压差以分配驱动信号，从而实现子模块均压。参考文献[76]则将HVDC-MMC中的硬件均压电路 [77] 引入MMC-DCT，当相邻两个半桥模块下管开通时，模块电容并联均压，因此可实现所有模块电容电压一致，但硬件电路的引入增大了损耗，降低了变换效率。参考文献[78]则针对桥臂阻抗不一致导致的桥臂间模块电容电压偏差问题，通过在上下桥臂间引入内移相角，主动注入环流分量，实现桥臂间电压平衡。
采用多个电压、功率等级较小的DC/DC变换器作为基本功率变换模块，将其端口进行串并联组合，也是构建DCT的常用思路，拓扑结构如图1.8所示。在中压直流端口处多模块端口串联，以降低模块内开关器件电压应力，低压端口处多模块端口并联，以提升直流变压器电流输出能力。基于ISOP/ISOS结构的直流变压器具有良好的模块化特性，单个功率变换模块电压与功率等级较低，有利于降低制造难度，提升装置冗余性。因此，该类型DCT广泛应用于国内中低压直流配电示范工程 [9,79] 。
图1.8 基于低压功率子模块串并联组合的直流变压器拓扑结构
考虑到中低压直流配电场合功率双向传输的需求，基于ISOP/ISOS结构的直流变压器一般采用DAB或双向谐振型DC/DC变换器作为功率变换模块。德国De Doncker教授于1991年首次提出单相与三相DAB变换器拓扑结构与基本控制策略 [67] ，其具有控制简单、易于实现功率双向传输与开关管ZVS开通的优势，因此受到了国内外广泛关注与研究。
然而在端口电压不匹配或轻载情况下，DAB变换器易丢失ZVS开通，导致效率明显下降。为改善DAB变换器在端口电压不匹配与轻载下的运行特性，优化DAB变换器回流功率、降低开关电流应力，国内外学者提出了多种控制策略，如前述的DPS [68,69] 、拓展移相（Extended-Phase-Shift，EPS） [80,81] 与三重移相（Triple-Phase-Shift，TPS） [82,83] 等调制策略。在此基础上，参考文献[84-90]分别以实现宽电压、宽负载范围内的ZVS开通 [84,85] 、最小电流应力 [86,87] 、最小回流功率 [88,89] 、最高变换效率 [90] 等为目标，对控制参数进行了优化。另一方面，参考文献[91]针对不同应用场合的电压与功率需求提出了不同DAB变换器结构。参考文献[91，92]采用半桥电路构建DAB变换器，减少了开关器件数量。参考文献[93-95]则引入三电平结构，提出了三电平DAB变换器，降低了开关器件的电压应力，而三电平结构的应用也引入了新的控制自由度，参考文献[96，97]分别以减小开关器件损耗与降低电流应力为优化目标，提出了相应的三电平DAB变换器优化控制策略。相较于单相DAB变换器，三相DAB变换器具有低电流应力、低关断电流与低输出电压纹波的优势，可提升DAB变换器的容量与效率 [98] ，参考文献[99-101]在参考文献[67]的控制方案基础上，引入非对称调制策略，拓宽了三相DAB变换器在宽电压与负载范围内的ZVS边界，提升了变换效率。
双向谐振DC/DC变换器是ISOP/ISOS型DCT中的另一种常用功率变换模块拓扑，可实现开关管的ZVS或ZCS，具有低开关损耗与高运行效率的优势。在经典LLC变换器的基础上，参考文献[102，103]通过将输出侧整流二极管替换为开关管，并根据功率传输方向闭锁输出侧开关管或采用同步整流方式，以实现功率双向传输，结合经典的变频控制策略调节端口电压。但该控制方式需要依赖高准确度的传感器实时检测功率传输方向，在轻载工况下难以取得较好的控制效果。参考文献[104]中将LLC谐振腔一侧的全桥开关管占空比固定为50%，另一侧开关管开通时间设置为谐振周期的一半，使得LLC变换器传输功率随开关频率单调变化，通过控制开关频率即可调节传输功率的大小与方向，而无需使用高精度传感器。然而，由于LLC型谐振腔的不对称性，当功率反向传输时，励磁电感电压被端口电压钳位，LLC变换器退化为 LC 串联谐振变换器，导致可调电压增益范围大幅降低。参考文献[105]在谐振电感侧全桥交流端口并联额外电感，功率正向传输时该电感被钳位，变换器仍为LLC结构，而当功率反向传输时，该电感与 LC 构成LLC谐振腔，从而拓宽了功率反向时的电压调节范围。参考文献[106]与[107]则在输出侧增加了一组 LC 谐振元件，构建了CLLLC型谐振变换器，实现了功率双向传输时的对称运行。另一方面，变频控制下开关频率变化范围较大，存在大功率磁性元件设计困难、直流变压器整机系统控制难度较大的问题，因此，参考文献[114，115]采用开环定频控制策略，简化了控制复杂度，在该控制方式下，谐振变换器工作特性类似于固定电压传输比的理想变压器。
基于DAB与双向谐振变换器的丰富研究成果，参考文献[108-127]进一步构建了ISOP/ISOS型直流变压器系统。在ISOP/ISOS系统中，实现各模块间串联端口均压与并联端口均流是系统稳定运行的关键之一，参考文献[108]与[110]指出，DAB变换器是一种电流源型变换器，无法实现ISOP系统的电压自均衡，需要额外的均压、均流策略，但在ISOS系统中可自然实现端口均压 [109] ，因此参考文献[111-113]对基于DAB变换器的ISOP型DCT的均压、均流策略进行了深入研究。而对于谐振变换器，当其工作于谐振频率点时，相当于具有固定电压传输比的理想变压器 [114],[115] ，可以自然实现ISOP系统中模块均压 [116] ，并具有较高的运行效率，但也失去了端口电压调节能力。因此参考文献[117]与[118]在其中引入了一个或多个DAB变换器，实现了直流端口的电压调节，且由于功率主要由开环定频控制的谐振变换器传输，直流变压器仍具有较高的变换效率。
另一方面，ISOP/ISOS型DCT内集中式电容结构也是实际应用中一个关键问题，由于在中压端口处存在多个模块电容直接串联，使得功率模块不能迅速切除或投入，并且在直流短路故障情况下存在较高的电容放电电流，导致故障难以迅速隔离且易造成电容损坏。参考文献[119，120]在各DC/DC变换模块端口处增加一个半桥模块，实现功率模块的冗余与故障隔离，通过对该半桥模块进行占空比控制，还可以调节端口电压与实现各功率模块均压 [79] 。考虑到并联半桥模块的开关导通损耗较大，参考文献[121]在功率模块中压侧端口电容上串联一个开关管，当断开该开关管并使功率模块中压侧桥臂直通，可以实现功率模块的切除。参考文献[122]则将功率模块内中压侧桥臂中间点与电容负极作为直流端口，只需开通该桥臂下管可切除功率模块，实现参考文献[119]中的半桥模块与功率模块桥臂的复用，节省了开关器件。参考文献[123]则采用半桥子模块替换全桥电路中的开关管，消除了直流端口处的串联电容，实现了功率模块的快速投切。
对于ISOP/ISOS型直流变压器，体积与功率密度也是其实际应用中的关键点之一。受限于商用半导体开关器件的耐压水平，单个功率变换模块的电压等级不高，导致需要大量的模块进行串联以实现中压端口输出。这大大增加了开关器件、中高频隔离变压器、驱动电路与辅助电源等辅助器件数量，也增加了控制系统的复杂度。参考文献[124-127]提出，在不增加开关器件电压应力的前提下，提升子模块的电压等级，减少子模块数量，可以有效提升直流变压器的功率密度。参考文献[125]还指出，针对基于IGBT的ISOP型直流变压器，通过采用3300V及以上耐压的IGBT替代1200V或1700V级IGBT，以提高功率子模块的电压等级是不可取的，因为3300V及以上耐压的IGBT器件开关特性较差，通常需要工作在较低的工作频率，这将增加直流变压器中无源元件的体积，不利于直流变压器功率密度的提升。参考文献[124]针对ISOP型直流变压器，采用两级式功率模块结构，即在每个功率子模块前增加一级开关电容式降压电路，以实现单个功率子模块的高输入端口电压。该结构可以有效减少子模块数量，提升了功率密度，但额外变换电路的引入增加了损耗，降低了运行效率。