2.3 基于超声波的液压机构压力测量技术

液压传动是在密闭管路中以液体为工作介质传递动力、转换能量和控制运动的一种传动形式。液压机构具有以下的显著优点：①能够传递较大的动力，在同等功率下，体积更小、结构更为紧凑；②工作平稳，反应快且冲击小，易于实现快速起动、制动和频繁的换向；③能在给定范围内平稳调速，且可在大范围内实现无级调速。由于液压机构具有诸多优点，其在高电压等级断路器中得到了广泛应用。

液压机构通常由动力元件、执行元件、控制元件、辅助元件和工作介质五部分组成。其中，工作介质指的是传动液体，通常称为液压油。在长期的运行过程中，液压机构不可避免地会出现各种故障。液压机构的故障通常具有隐蔽性、复杂性、随机性和分散性等特点。与电控及机械系统相比，液压机构的故障率更高、故障检测定位更为困难。液压机构故障不仅会影响断路器正常的合分闸操作，甚至会造成断路器拒合、拒分，扩大电网事故，给电力系统带来严重的危害和巨大的损失。因此，为了减小由于液压机构故障所带来的损失，液压机构在线的运行状态监测、及时的故障预警以及快速的故障定位和诊断是十分必要的。

液压系统是依靠液体压力来进行能量传递的。因此，压力参数及其变化过程可以反映液压机构内部的特征信息，是进行系统故障定位和诊断的重要指标。传统的液压测量方法需要在待测管道上钻孔，安装压力传感器、压力表或者压力敏感元件，会破坏系统的密闭性，这些检测接口也会引入新的安全隐患。非介入式液压测量方法利用安装在管外的检测源所提供的检测介质间接地感知管内液体的信息。超声波具有方向性好、穿透力强、抗干扰能力强及对人体无害等诸多优点，使其从众多非介入式液压测量方法中脱颖而出。然而，高压断路器液压操动机构的管径细、压力高、动作时间短及工作环境温度变化范围大等特点，对超声波液压测量提出了新的挑战。

2.3.1 高压断路器液压机构超声测量方案

超声波在液压油中的传播特性会受到压力、温度、流速和安装等因素的影响。为了实现高准确度的液压测量，必须首先研究这些因素对液压测量所造成的影响，并在测量过程中予以修正或补偿。

1.超声波液压测量的基本原理

超声波是频率大于2×10 ⁴ Hz的声波，也是一种由弹性振动形成的机械波，需要能量载体来进行传播。超声波在介质中传播时，会产生反射、干涉、叠加和共振现象。根据在传播介质中的振动方向与传播方向相同与否，超声波被划分为纵波、横波、表面波和板波四类。其中，纵波在固体、液体和气体中均能传播；而横波只能在固体中传播。如图2-17所示，由于液体的压力仅影响超声波在液体中的传播速度，而不影响超声波在固体中的传播速度，因而在油液带压前后，管壁回波的接收时间不发生变化，而油液回波的接收时间将发生变化。

超声波的发射和接收是通过超声波探头来完成的。其中，压电式超声探头因转换效率高、具有可逆效应等优点而应用最为广泛。探头主要由压电晶体、阻尼块、保护膜和外壳等部分组成。其中，纵波探头又称直探头，用于发射和接收纵波；而横波斜探头实际上是由直探头加透声斜楔组成的。为了提高耦合效果，通常在探头与待测管表面之间涂抹一层透声的介质，称之为耦合剂。耦合剂主要起传递超声波能量的作用。它能在探头与待测管表面之间排除空气，使超声波有效地传入管内。常用的耦合剂有工业黄油、凡士林和硅脂等。

对于每一次测量过程而言，油液回波在管道内的传播时间都是由纵波在油液中的传播时间、横波在管壁内的传播时间 t ′和时间延迟 t ″共同组成的。其中， t ′在油液带压前后不发生变化; t ″是指探头、耦合材料、连接电缆和接收电路等引起的时间延迟，其在油液带压前后也不发生变化。因此，当油液不带压时，超声波油液回波的接收时间，即从发射探头发出超声波到接收探头收到油液回波所用的时间 t ₁ 为

式中 L ——超声波在油液中的传播路程（m），在液体带压前后不发生变化；

v ₀ ——超声波在油液未带压时的传播速度（m _· s ^-1 ）。

如图2-17所示，当油液所带压力为 X MPa时，从发射探头发出超声波到接收探头收到油液回波所用的时间 t ₂ 为

式中 Δ v ——油液带压后超声波传播速度的变化量（m·s ^-1 ）。

于是，油液带压前后，油液回波的接收时间的变化量为

当温度一定时，超声波在液压油中传播速度的变化量Δ v 是液体压力 P 的函数，于是 P 可以表示为以油液回波接收时间差Δ t 为自变量的另一函数。因此，通过测量油液带压前后油液回波接收时间的差值就能求取液体所带的压力值。

然而，在实际应用中，由于安装偏差和液体温度会对测量造成较大的影响，因此为了实现这一测压方案，需要对它们的影响进行必要的修正或补偿。

2.探头安装方式及其安装偏差对液压测量的影响

如图2-18所示，超声波探头TRA、TRB和TRC安装在同一待测管道外。从图中可以看出，当TRA和TRB为横波斜探头时，超声波的传播路径大于TRA和TRC为纵波探头时的传播路径，有利于小管径情况下的液压测量。

横波斜式探头TRA和TRB间超声波的传播过程为：探头TRA产生的横波首先斜入射到管壁中，然后继续传播直至遇到管壁与油液的交界处，此时声波一部分发生反射，并继续在管壁内传播直至被探头TRB接收；另一部分折射进入液压油中，由于超声横波只能在固体中传播，而超声纵波在固体、液体和气体中均可以传播，因此此时将发生波形转换，仅有纵波进入液压油中。此后纵波在液体中传播，遇到液固交界处发生反射和折射，反射波继续在液体中传播，最后遇到液固交界处部分折射后被探头TRB所接收。所以，探头TRB所接收的回波信号包括管壁回波和油液回波两部分。其中，管壁回波是经管壁传播后被探头TRB所接收的，而油液回波则是从管壁透射到液体中传播后被探头TRB所接收的。由于油液回波是超声波在油液中传播后被接收的，携带了被测液体的信息，因而是测量中重点关注的信号。此外，为了减小流速对于测量的影响，可以选用收发兼用的探头。即超声探头TRA作为发射探头，TRB作为接收探头完成一次测量过程，然后TRB作为发射探头，TRA作为接收探头再完成另一次测量过程，最后取两次测量结果的均值作为最终的结果。由于管道内的液体并不是完全静止的，采用这种方法能够减小流速带来的影响，从而提高测量的准确度。

在相同压力条件下，不同安装位置、角度等常常会得到不同的测量结果。也就是说，探头安装方式之间的差异导致了测量结果的分散性。将在同一待测管重复安装探头数次，每一次安装之间所存在的空间上的差异定义为安装偏差。对于不同次安装而言，安装偏差主要体现在探头与管道的轴向平行与否，探头平面与管外径的切面重合与否，以及液压油、耦合剂等因素的影响相同与否等方面。实验研究表明，探头的安装偏差主要影响超声波油液回波的强弱，具体体现在油液回波信号幅值的波动和上升延的陡峭程度的波动上。自动增益控制（Automatic Gain Control，AGC）电路是一种运用于雷达、接收机等设备中的信号处理电路，主要用于当输入信号大幅度变化时，维持设备的输出电平恒定。AGC电路能较好地改善这种幅值大范围变动的状况。

3.温度对液压测量的影响

液压油是由基础油与添加剂调和而成的。其中，矿油型液压油由于具有黏度范围宽、黏温特性好、抗氧化性好、抗腐蚀性好及润滑性好等优点而在工业中得到了广泛的应用。液压油的主要成分见表2-1。

液压油的化学性质主要由烃类决定，烃类物质按照声学特性属于Kneser液体，具有如下特点：①在一定温度下，超声波传播速度会随着液体压力的增加而线性地增加；②在一定压力下，超声波传播速度会随着液体温度的增加而线性地减少；③压力越高，温度的影响就越弱。因此，超声波在液压油中的传播速度不仅会随着液体压力的变化而变化，而且还会随着液体温度的变化而发生变化。图2-19是在零压力情况下，超声波在油液中的传播时间随油液温度变化的关系图。

从图2-19中可以清楚地看出，超声波在液压油中的传播时间随油液温度的增加而增加，且传播时间的变化量与温度之间近似呈现出线性的变化关系。因此，在超声波传播路径不变的情况下，超声波在油液中的传播速度会随油液温度的增加而减小。实验表明，温度每变化1℃时所引起的流体中声速的变化率约为0.2%。

设超声波在液压油中的传播路程 L =26mm，超声波在液压油中的初始传播速度 v ₀ =1500m/s，则当温度变化量Δ T =10℃时，超声油液回波的接收时间变化量Δ t _T 为

该油液回波接收时间变化量相当于压力变化1MPa时所引起的油液回波接收时间的变化量。由于受工作环境、散热条件和机构动作等因素的影响，液压系统中液压油的温度常常会产生较大的波动。因此，必须对液压测量过程中温度的影响给予修正。

2.3.2 液压测量系统的硬件结构

为了实现基于液压油加压前后超声波油液回波接收时间变化量，并考虑流速、管径、安装偏差和温度影响的液压测量方法，需要在核心控制单元的协调控制下，由测量通道选择电路、超声波发射电路、超声回波接收电路、时间测量电路和温度测量电路共同作用来完成。其中，为了减小流速、安装偏差和温度对于测量的影响，需要分别设计测量通道选择电路、自动增益控制电路和温度测量电路来实现。

1.总体设计

液压测量电路的硬件结构如图2-20所示。该硬件电路以单片机为核心，主要包括测量通道选择电路、超声波发射电路、超声回波接收电路、时间测量电路和温度测量电路。其中，测量通道选择电路用来实现两路测量通道的选择切换；超声波发射电路用来激发超声探头产生超声波；超声回波接收电路用来对超声回波信号进行处理，它又包括信号调理电路、AGC电路和比较电路三部分；时间测量电路用来准确测量油液回波的接收时间；温度测量电路用来实时测量待测点的温度。

将一对横波斜入射探头和一个铂热电阻安装在待测管管壁上，以完成压力值和温度值的采集工作。其中，TRA作为发射探头、TRB作为接收探头时的具体工作原理为：首先，单片机控制超声波发射电路施加高压脉冲到超声波探头TRA上，探头产生超声波，超声波经管壁和油液传播后被接收探头TRB所接收；其次，接收探头上的信号依次经过滤波、放大、获取油液回波、检波、自动增益控制和比较处理后，整形转换为方波信号；然后，该方波信号经测量通道选择电路送入高准确度时间测量电路进行测量；最后，油液回波接收时间值被送入单片机作进一步的分析和计算。

2.测量通道选择电路

为了减小流速对于液压测量的影响，这里采用收发兼用的探头，探头TRA和TRB分别作为发射探头和接收探头各完成一次测量过程。为了实现这一过程，需要设计测量通道选择电路，以及两路超声波发射电路和两路超声回波接收电路。两路超声波发射电路和两路超声回波接收电路的原理相同，且它们共用一套时间测量电路来对油液回波的接收时间进行测量。

图2-20中，对于探头TRA作为发射探头，TRB作为接收探头的测量通道1，其工作原理为：单片机输出的控制信号START1被同时送往探头TRA的超声波发射电路和测量通道选择电路，TRB接收到的信号经超声回波接收电路处理后（STOP1）也被送往测量通道选择电路。探头TRB作为发射探头，TRA作为接收探头的测量通道2也完成相同的工作过程。其中，通道选择切换工作由测量通道选择电路来完成，它选出相应的测量通道信号并送往时间测量电路进行测量。

测量通道选择电路由单片机控制的二选一模拟开关来实现。这里选用三路二选一模拟开关54HC4053，具体的电路原理如图2-21所示。

单片机的两个I/O口直接与54HC4053的A、B控制端相连。当A、B输入均为低电平时，将选择测量通道1的输入信号START1及测量通道1的回波处理输出信号STOP1接入时间测量电路；相反，当A、B输入均为高电平时，将选择测量通道2的输入信号START2及测量通道2的回波处理输出信号STOP2接入时间测量电路。

3.超声波发射电路

超声波发射电路是用来驱动激发超声波探头产生超声波的电路。超声波探头相当于一个带通滤波器，受到窄脉冲激励后将发出超声脉冲。为了得到良好的超声波信号，要求激励信号为高频、高压脉冲。经过实验分析，这里利用电容瞬间放电法所产生的高功率脉冲来作为激发超声波探头所用的尖脉冲信号。

设计超声波探头激发电路如图2-22所示。当晶闸管的门极电压为低电位时，晶闸管关断，直流高电压500V通过旁路电阻 R ₁ 给储能电容 C 充电；当晶闸管的门极电压为高电位时，晶闸管导通，储能电容 C 储存的能量通过晶闸管，二极管VD ₁ 、VD ₂ 向超声波探头放电，此时尖脉冲电压的幅值可达-300V以上。

4.超声回波接收电路

为了测量油液回波的接收时间，超声波接收探头所接收到的回波信号需要经超声回波接收电路进行处理，并最终转换为适合后续时间测量电路使用的方波信号。

回波信号的处理过程包括如下几个步骤：①设计合理的信号调理电路将回波微弱信号放大；②将经过放大滤波后的超声回波信号经选择分离后送入检波电路，得到需要的油液回波包络信号；③将该包络信号送入AGC电路，得到基本恒定的输出；④将AGC电路的输出送入固定电压比较电路，得到所需要的方波信号。

由于要处理的信号为超声波油液回波脉冲，适合选用峰值型AGC电路，即利用输出信号的峰值来产生增益控制电压，具体实现方案如图2-23所示。其工作原理为：首先，应用峰值保持电路对输出信号的幅值进行峰值检波并保持，A/D转换器采样这一峰值电压并送入单片机进行处理；其次，单片机通过一定的算法计算得到信号的放大倍数并将其通过D/A转换器输出；最后，该输出电压作为增益控制电压送入增益可变放大器的控制端，进而调节输入信号的幅值，使其达到设定值。该方案中，信号输出保持和放大调节采用模拟电路实现，而信号的采集和增益控制电压的计算输出采用数字电路实现。图2-24为AGC处理后的油液回波波形图。

5.时间测量电路

这里所提出的液压测量方法需要测量油液带压前后接收到超声波油液回波信号的时间差值。由于超声油液回波信号的接收时间在液压油施加压力前后变化微小，通常在施加10 MPa压力的液压油中，油液回波信号接收时间的变化值仅为几百纳秒，所以对时间测量的准确度要求较高。于是，在时间测量电路中选用TDC（Time to Digital Converter）系列芯片。该芯片是以信号通过内部门电路的传播延迟来进行高准确度时间测量的。它由START信号触发，接收到STOP信号停止。由环形振荡器的位置和粗值计数器的计数值来计算START信号和STOP信号间的时间间隔。它通过四线SPI标准接口与单片机相连并进行数据通信。时间测量电路的原理图如图2-25所示。

在本液压测量电路中，单片机产生脉冲信号控制超声波发射电路产生超声波的同时，将该脉冲信号经测量通道选择电路送入时间测量芯片的START端作为START信号，超声波回波信号经过超声回波接收电路处理转换为方波信号后，同样将经测量通道选择电路送入芯片的STOP端作为STOP信号，这样就可以测得超声波油液回波的接收时间。测量结束后，通过SPI接口将测量结果传送至单片机以作进一步处理。

6.温度测量电路

要补偿温度对于液压测量的影响，首先需要对温度值进行测量。温度测量电路在单片机的控制下完成对待测点温度的测量功能，其电路原理图如图2-26所示。测量原理是基于测量对的放电时间。所谓测量对即安装在待测管管壁的铂热电阻Pt500和对温度不敏感的参考电阻 R 。测量开始后，电容 C 分别对铂热电阻和参考电阻进行放电。时间测量芯片TDC会自动测量每一电阻和电容组成的 RC 网络的放电时间。

同一电压对参考电阻 R 的放电时间 t ₀ 是固定不变的，而对铂热电阻 R _Pt 的放电时间 t 是随温度而发生变化的。于是电容放电时间与电阻间存在如下关系

因此，通过测量得到时间值，经过计算可以得出铂热电阻的阻值，再根据铂热电阻阻值与温度间的关系就可以得到实时的温度值。

2.3.3 液压测量系统的软件实现

为了完成液压测量的功能，需要软件程序来协调控制其他各部分电路的工作，并完成压力值的拟合计算。每次测量的具体工作流程为：首先，选择测试通道并控制发射电路产生超声波，同时启动时间测量电路和温度测量电路；然后，控制油液回波获取电路分离出油液回波信号，再进入AGC控制子程序；最后，回读时间测量和温度测量的数据，并利用一定的算法拟合计算出所需要的压力值。

1.基于两次线性拟合的液压计算

在科学研究和工程设计中，通过实验观测得到一组数据（ x _i ， y _i ）， i =1,2，…， n ，来寻求两个物理量 x 与 y 之间近似的解析函数关系式，就叫作数据拟合或者函数拟合。若拟合函数是一条直线，即

式中 a 、 b ——待定系数。

则求取 a 、 b 值的问题为一元线性拟合问题。

其中

式中 q ——观察数据与拟合曲线的偏差的二次方和。

按照最小二乘原理， a 、 b 的取值应使 q 达到极小值。当温度和压力中的一个参数变化而另一个参数固定时，超声波在液压油中的传播速度是随温度或者压力线性变化的。基于液压油的这一特性，采用基于线性拟合的温度补偿和压力计算方法。首先，实验得到温度和压力单独变化时超声波传播速度的变化量，然后通过线性拟合得到相应的变化系数，最后运用于实际的液压测量场合进行计算。

当压力 P 保持不变时，超声波在液压油中的传播时间和传播速度的变化均由温度的变化引起。此时已知 L 和 v ₀ ，就可以根据测得的时间差值求出传播速度的差值。设

式中 Δ v _T ——温度变化引起的超声波传播速度的变化量（m·s ^-1 ）；

A 、 B ——线性拟合系数；

Δ T ——温度的变化量（℃）。

同理，当温度 T 保持不变时，超声波在液压油中的传播时间和传播速度的变化均由压力的变化引起。此时

式中 Δ v _P ——压力变化引起的超声波传播速度的变化量（m·s ^-1 ）；

C 、 D ——线性拟合系数；

Δ P ——压力的变化量（MPa）。

其中，系数 A 、 B 、 C 和 D 均可以通过线性拟合求出。

假设温度和压力对超声波速的影响是相互独立的，则

于是，可以得到

即实际计算中，输入测得的油液回波接收时间变化量 Δ t 、温度变化量 Δ T ，就可以求出液体压力的变化量Δ P 。

2.基于双输入参数BP网络的液压计算

由于 L 和 v ₀ 不便于准确测量，这里提出另一种直接利用压力 P 和油液回波接收时间差Δ t 之间的关系进行计算而不再换算中间变量Δ v 的拟合计算方法。为了更好地补偿温度对液压测量的影响，进一步提高液压测量的准确度，将温度的补偿方法也一并纳入以上计算中。具体来说，将声速的变化量视为温度和压力共同作用的函数，由式（2-21）可得

其中，忽略温度的变化所引起的管壁热膨胀，认为传播路程 L 不随温度变化。于是，液体的压力可以表示为时间差Δ t 和温度 T 共同决定的另一函数，即

P = g （Δ t , T ）

由于油液回波接收时间差、温度和压力间的关系是非线性的，无法由一简单的数学公式准确地获得，因而本书采用BP神经网络算法来对这一关系进行模拟，即将实时采集得到的温度值和时间差值作为网络的输入，压力值作为网络的输出，通过训练好的网络来拟合压力值。

具体的原理是：将超声探头和铂热电阻安装在待测管壁上，通过液压测量系统来实时测量油液回波接收时间的差值和油液的温度，并将测得的时间差和温度作为BP神经网络的两个输入参数，通过训练好的网络来拟合液压值。为了实现这一拟合计算方法，首先需要通过实验测量不同温度、不同压力条件下超声波油液回波接收时间的差值，并利用这些样本来训练BP神经网络。BP网络的学习训练过程如图2-27所示。然后，通过训练好的网络来拟合压力值，其流程图如图2-28所示。

在实现BP算法的过程中，由于网络的输入输出参数是不同的物理量，对应不同的物理意义和单位，故应对其进行归一化。即通过变换将网络的输入输出数据限定在［0,1］范围内，这样有利于加快网络的收敛速度，提高网络的拟合能力。 SdfEGdfmL8jQ3t5W5JImaZe/FjpnoNtXxxNVGff0I/AevT72WqMZlzUXsy7hKzsV

2.4 超高频局部放电检测技术

高压电力开关设备内部存在绝缘缺陷时，在强电场作用下使得缺陷部位的电场强度增大，从而容易导致该部位发生未贯穿整个绝缘的放电，即局部放电。若局部放电长期存在，最终会造成高压开关设备绝缘击穿。因此对高压开关设备内部局部放电信号进行检测是判断高压开关设备是否存在绝缘故障的必要手段。美国电气与电子工程师学会（IEEE）、国际大电网会议（CIGRE）和国际电工委员会（IEC）推荐将局部放电检测作为电力设备绝缘状态评估、设备运行寿命预测和设备安全运行保障的有效方法。局部放电会伴随电、光、声等多种物理和化学现象的出现，常用的检测方法主要有脉冲电流法、超高频（UHF）法、暂态对地电压（TEV）法、超声波法及紫外法。

UHF法自20世纪80年代提出以来，由于其抗干扰能力强、灵敏度高以及便于进行局部放电源的定位等优点而成为研究热点。国际大电网会议（CIGRE）积极推动UHF法的标准化。国内外学者已对变压器、GIS、电力电缆和开关柜等电力设备中的局部放电检测开展了大量工作，设计了多种模拟实验装置，获得了不同典型缺陷下的放电图谱和特征；研究UHF电磁波的传播特性，设计了多种不同类型的传感器，并实现了在线检测。然而，电力开关设备内部空间有限，装设天线不能影响开关设备的内部绝缘，对UHF天线的尺寸有更高要求。电力开关设备内部结构复杂、零部件多，UHF信号在内部传播会发生折射和反射，信号衰减严重、特征复杂。因此，对UHF天线的性能，如电压驻波比、增益和方向性等参数有更高要求。

UHF天线是UHF检测系统的核心，其接收性能的优劣直接决定检测效果的好坏，并对信号后期处理的难易程度有着极大影响。近年来，国内外学者对超高频PCB天线的设计、仿真、优化和实验测试进行了大量的研究，但对于不同类型PCB天线的特性差异缺乏定量化的分析。本节根据电力设备局部放电信号检测的需求，在分析UHF天线的工作原理和指标参数的基础上，基于PCB技术设计了四种不同原理结构的UHF天线，通过仿真和实验检验了天线性能。利用GTEM小室提供标准场对天线进行了系数标定，并通过局部放电实验系统测试了天线的时域检测性能，以期在综合分析不同类型PCB天线的尺寸和性能后，为电力设备局部放电检测中UHF天线选型提供参考。

2.4.1 UHF法理论分析

电力开关设备内部出现局部放电时，通常将局部放电源等效成一个点源，根据麦克斯韦方程组，推导出动态向量位 A 、动态标量位 φ 和源关系的方程组

式中 μ ——空间磁导率；

δ _c ——电流密度；

ε ——介电常数；

ρ ——激励源。

引入洛伦兹条件：

将式（2-33）代入动态方程，令 V 为电荷的分布空间，可得其解为

式（2-35）说明局部放电时产生的电磁波按照速度 v 沿着 r 方向传播，是位移和时间的函数，电磁波能量沿着传播方向流动。

2.4.2 天线理论基础

用于电力设备局部放电UHF检测的天线是一种接收天线。其工作原理是：天线导体在电磁场的作用下产生感应电动势和感应电流，然后将此高频感应电流输入到与天线相连的检测设备，从而实现了UHF信号的检出。当电磁波信号波动时，天线闭合导体回路会产生感应电动势，可将其等效为一个电压源，如图2-29所示，该等效电压源的开路电压为 u _o ，该电压源的输入阻抗为 Z _in = R _in +j X _in ，负载阻抗为 Z _L 。若天线极化形式与接收电磁波相匹配，即输入阻抗 Z _in 等于负载阻抗 Z _L 的共轭，且电磁波波动方向与天线的最大接收方向相同时，天线向馈线输出功率最大，表达式为

衡量天线性能的主要指标如下：

1.电压驻波比

电压驻波比（Voltage Standing Wave Ratio，VSWR）指传输线上电压的最大振幅值与电压的最小振幅值之比，其反映了天线与馈线之间的匹配情况。VSWR与反射系数有关，计算公式为

式中 Г ——反射系数。

可见，电压驻波比越接近1，天线损耗越小，匹配越好。一般认为在实际应用中，天线的电压驻波比小于2的情况下效果较好。

2.回波损耗

回波损耗是传输线端口的反射波功率与入射波功率之比，以对数形式来表示，单位是dB。计算公式为

回波损耗与VSWR存在着对应关系，VSWR小于2对应回波损耗小于-10dB，一般可以认为小于-10dB的频带范围即为天线的带宽。

3.输入阻抗

天线的输入阻抗为馈电面上电压与电流的比值，计算公式为

同轴电缆一般选择50Ω，为达到良好的阻抗匹配，要求天线输入阻抗的实部接近50，虚部接近0。

4.增益

天线的增益是指在相同条件下，实际天线与理想的辐射单元（ η =1）在空间同一点处所产生的信号功率密度之比。计算公式为

式中 P ₁ 、 P ₂ ——实际天线与参考天线在同一点处所产生的信号的功率密度。一般来说，天线增益越大，接收到的信号强度越大。

5.方向性

天线辐射远场区的电场可表示为

式中 f （ θ ， φ ）——天线的方向性函数；

K ——传播常数， K =2π/ λ 。

当用图形进行表示便是天线的方向图，其表征的是天线的接收性能与空间坐标的关系。方向图中最大辐射方向的辐射瓣称为主瓣，其宽度表征最大辐射方向能量的集中程度，主瓣宽度愈小，天线的方向性越好。

2.4.3 UHF天线的结构与尺寸

研究表明，电力设备中局部放电辐射的电磁波信号频率高达数吉赫兹，而电力设备运行环境中电磁干扰信号的频率一般不高于200MHz。为了避免受到其他电磁干扰信号的影响，UHF天线的工作频带通常设计在300MHz～3GHz的范围。另外，电力设备的结构紧凑、零部件多，对绝缘间距有严格要求。

局部放电检测UHF天线应具有以下特点：

①尺寸合理，占用空间小，不影响电力设备的正常运行及内部绝缘，便于安装固定；②抗干扰能力强，工作频带范围为300MHz～3GHz，且在工作频带内电压驻波比小于2；③方向性好，保证天线能够接收来自所关注方向的局部放电UHF信号；④增益高，便于天线检测微弱局部放电信号。

根据上述要求，基于PCB技术设计了四种不同类型的天线。各种天线的原理和结构分别如下。

1.微带天线

微带天线是在一块厚度远小于工作波长的介质基板的一面敷以金属辐射贴片，另一面全部敷以金属薄层作为接地板而制成的。由于采用微带线馈电，需要加上一段1/4波长阻抗转换器使得天线的输入阻抗与同轴电缆匹配。如图2-30所示，微带天线的基本结构包括基板、金属辐射贴片、金属接地板、微带馈线和1/4波长阻抗转换器。

2.缝隙天线

缝隙天线是在微带天线的基础上，在其金属接地板上开槽制成的。在本节的设计中，微带馈线采用偏心馈电方式，在金属接地板上开倒U形槽，利用曲流技术，通过弯折改变电路路径，实现了小型化天线技术。如图2-31所示，缝隙天线的基本结构包括基板、微带馈线、金属接地板和辐射缝隙。

3.偶极子天线

偶极子天线工作时，电磁波信号由天线馈电面馈入，经过微带巴伦和传输线传输到天线的两臂。为了保证偶极子天线上电流的平衡，在天线和同轴线之间插入一个转换器，即微带巴伦。微带巴伦和微带传输线起到阻抗变换的作用，调节传输线的长度和三角形巴伦的大小，就可以调整该天线的输入阻抗。如图2-32所示，偶极子天线的基本结构包括天线基板、偶极子天线臂、微带巴伦线、微带传输线和馈电面。

4.螺旋天线

螺旋天线的两臂由4条等角螺旋线构成，其外形由角度决定，不包含线性长度，可以避免频率变化时天线的线性电长度发生相应变化而破坏天线的电性能，即天线的性能不受频率的影响。但由于螺旋天线的输入阻抗较大，需单独设计加工一个阻抗变换器来实现阻抗匹配。如图2-33所示，螺旋天线的基本结构包括基板、天线两臂（等角螺旋线）和阻抗变换器。

根据上述各天线的结构和原理，实际制作出的各天线样机尺寸如表2-2所示。

由表2-2可以看出，设计四种天线的尺寸均可满足在电力设备内部安装的要求，其中缝隙天线与偶极子天线在小型化这一点优势尤为明显，而螺旋天线由于需安装阻抗变换器的缘故，体积较大。

2.4.4 UHF天线性能参数

为得到所设计四种天线的性能参数，利用HFSS软件进行仿真分析。设置各天线仿真的中心频率为970MHz，扫频范围为500MHz～1.5GHz，步长为1MHz。各天线参数的仿真结果如下。

1.电压驻波比

图2-34为四种天线的电压驻波比仿真结果。可以发现微带天线、缝隙天线和偶极子天线在970MHz频率点上VSWR达到最小，分别为1.08、1.20和1.15，且VSWR小于2的带宽分别为50MHz、18MHz和121MHz；螺旋天线在整个扫频范围0.5～1.5GHz内VSWR基本均小于2，工作带宽达到1GHz以上。

2.阻抗匹配

图2-35为天线阻抗匹配的仿真结果。可以发现微带天线、缝隙天线和偶极子天线在中心频率时的输入阻抗分别为51.5+j6.4Ω、44.6-j7.6Ω、48-j5.5Ω，且在各自的带宽范围内均接近50Ω；其中，微带天线在频率超出带宽范围时，阻抗的实部和虚部均出现较大幅度的变化；螺旋天线的输入阻抗实部在50Ω左右，虚部在0Ω左右。综上所述，四种天线在各自带宽范围内的阻抗接近50Ω，匹配效果较好。

3.方向图与增益

图2-36分别为各天线在中心频率的方向图，其中虚线代表 E 面，实线代表 H 面。可以发现偶极子天线 H 面是全向性的，缝隙天线的 H 面也接近全向性，而微带天线与螺旋天线方向性则一般；在方向图上观察各天线的最大增益可知，偶极子天线 H 面增益保持1.43dB不变，微带天线、缝隙天线和螺旋天线的最大增益分别为-1.21dB、-0.13dB和3.30dB。

从仿真结果可以看出，四种天线在工作带宽内均可以达到良好的阻抗匹配，方向性和增益有所差异。表2-3为天线性能参数的对比，微带天线与缝隙天线的带宽及增益较小；螺旋天线在带宽和增益方面具有显著优势；缝隙天线和偶极子天线的方向性较好。

使用Agilent E5061B矢量网络分析仪对四种天线样机的性能参数进行验证。图2-37为四种天线样机的电压驻波比的测试结果。可以看出，微带天线在960MHz处电压驻波比达到最小1.23，电压驻波比小于2的带宽为55MHz；缝隙天线970MHz处电压驻波比达到最小1.20，电压驻波比小于2的带宽为25MHz；偶极子天线中心频率975MHz处电压驻波比达到最小1.16，电压驻波比小于2的带宽为127MHz；而螺旋天线在500～700MHz、850MHz～1.5GHz内VSWR基本均小于2，工作带宽达到850MHz以上。上述测量结果与仿真数据相对误差均在10%以内。

2.4.5 天线系数的标定

为了获得被测电磁场的场强与天线输出电压的定量关系，需要对天线进行标定。本节利用GTEM小室内部产生的标准电磁场对天线进行标定。

在本节实验中，将制作好天线样机置于GTEM小室内，调制产生所需频率和场强的标准电磁场。样机分别通过50Ω同轴电缆与EMI接收机（德国R&S ESR EMI Test Receiver 10Hz～3.6GHz）连接，在每个频点处GTEM小室内电场强度达到10V/m时，通过EMI接收机记录天线的输出信号。

图2-38为四种天线样机在GTEM小室中的扫频测试结果，扫频范围为0.5～1.5GHz。对于螺旋天线，扫频范围内接收信号的幅值在150mV以上，基本稳定；对于偶极子天线，750MHz以下低频段信号幅值较低，750MHz以上高频段的信号幅值高达200mV；对于微带天线和缝隙天线，在中心频率970MHz左右的幅值稍高，其他频率信号幅值在50mV以下。

天线系数AF是入射电磁波在天线极化方向上电场强度与天线所接负载两端电压的比值，用来表征天线的接收特性。天线系数AF是频率 f 的函数。基于上述实验数据，分别对四种天线系数进行标定。利用实验数据计算得到的AF值描出散点图进行6次多项式拟合，拟合公式如（2-42）所示，系数值如表2-4所示。标定天线系数随频率变化的曲线如图2-39所示。

2.4.6 UHF天线局部放电测试实验

本节采用模拟局部放电源对天线样机进行局部放电实验测试。实验系统接线如图2-40所示，无局部放电变压器提供高压电源，放电模型采用针-板模型模拟局部放电源。采用德国Doble Lemke公司LDS-6数字式局部放电测试仪测量局部放电量，其最小检测PD脉冲电荷为1pC。示波器为美国Tektronix公司的DPO7104数字存储式示波器，输入通道带宽1GHz，采样率20GHz，存储深度32M。实验时，将UHF天线的最大增益面朝向局部放电模型放置，天线输出端经同轴电缆连接示波器。开始实验后，待测到的放电量数值稳定时，通过示波器采集所需的超高频信号波形。

图2-41为参考放电量320pC时，四种UHF天线样机所测到局部放电UHF信号的单周期波形。可以看出微带天线的接收信号峰值仅为5mV左右，若降低放电量，则难以检测到局放信号；缝隙天线的接收信号峰值为8mV，但由于其带宽低，无法有效地还原局部放电信号的真实形状；偶极子天线与螺旋天线的接收信号峰值分别为15mV和35mV，且测到的局部放电波形在示波器上清晰可见，检测效果良好。

与仿真结果相对比，螺旋天线带宽（1GHz）最大，偶极子天线带宽（121MHz）和微带天线带宽（50MHz）次之，缝隙天线带宽（18MHz）最小，反映在所接收的局部放电信号的时频特征上，螺线天线接收到的局部放电信号特征最丰富，缝隙天线接收到的局部放电信号特征损失最大；螺旋天线增益（3.30dB）最大，偶极子天线增益（1.43dB）和缝隙天线增益（-0.13dB）次之，微带天线增益（-1.21dB）最小，反映在所接收到的局部放电信号的幅值上，螺线天线接收到的局部放电信号的幅值最大，微带天线接收到的局部放电信号的幅值最小；仿真与实验结果吻合。