2.4　影响功率放大器设计的其他因素

2.4.1　工作类别

一个放大器的性能在很大程度上依赖于如何偏置晶体管，即工作类别。RF功率放大器的电路设计工程师要理解所谓的工作类别和工作类别如何影响放大器的特性，以及在规定应用下如何选择晶体管和工作类别。

放大器的基本工作类别如图2－18所示。每一种类别都限定了放大器中的电流流通在输入信号的一个特定部分。A类要求在输入信号的所有时间都有电流流通（假设输入信号是正弦波，即360°都有电流流通）。C类的流通时间小于周期的一半时间，或者说小于180°。工作类别的重要意义在于放大过程中的幅度线性度。必须注意，仅A类放大器的输出信号（理想情况）是线性的，它是输入信号忠实的再现。

例如，一个晶体管偏置在A类工作，偏置在线性区的中心点。一般情况下，所需偏置电流接近或等于最大电流的二分之一。放大器一旦以这个条件偏置，假设输入信号足够小，以防止晶体管驱动出线性区，输出信号仅是适当放大后的输入信号的忠实重现。C类放大器中的电流流通仅在输入信号的峰值摆动时，结果形成了输入信号波形中一个短的时间间隙中的电流脉冲构成的高度幅度失真的输出信号。

实际上，一个A类放大器也有一定程度的非线性失真，但是非线性度一般是规定的和受控制的，所以称为线性放大器。AB类功率放大器常常用于需对输入信号进行高效率线性放大的场合。但是，多数情况下需要特殊的电路来改善其整个放大过程中的线性。这种电路可以采取反馈网络的形式，有时为更复杂的前馈技术电路。这种电路中，失真的高功率放大器与伴随着移相网络的低功率校准放大器组合，完成高功率、高线性系统。

为什么所有A类放大器不是理想的，还可以从电路的效率中看出。理论上，纯A类放大器的最大效率为50%。可是，C类放大器的效率依赖输出功率，可在80%～100%内变化。由于在大部分功率放大器的应用中，效率是重要的指标，特别是涉及高功率。电路设计者趋于使用的工作类别要给出高的效率，并仍要满足保留包含在RF信号中的信息要求。不同工作类别的最大理论效率的总结见表2－3。

表中还给出了D类和E类（F），只是它们没有A类、AB类、B类和C类应用那么广泛。D类和E类同样属于高效率工作模式，它们又称为开关模功率放大器。MOSFET没有BJT固有的电荷存储效应，D类和E类放大器几乎全部使用MOSFET。这使开关速度更快，可能具有更低的相位延迟。低频MOSFET的开关能力甚至可以达到几纳秒，它们的输入电容C _iss 的值小到可以足够快的速率充电和放电，理论效率达到100%。实际上，由于非理想的开关时间及一定大小的器件输出电容等的影响，效率仅为90%～95%。D类放大器有两种类型：①电流开关型放大器，必须使用方波驱动。②电压开关型放大器，方波、正弦波驱动均可，后者使用更普遍。如果使用正弦波驱动，要求栅极电压的摆动要足够大，以保持FET完全饱和和截止。这两种情况的输入、输出波形近似相等，除了电流和电压波形反相以外。电流开关型D类放大器的需求和应用更广泛，因为它们的通断比更易确定，不受输入驱动幅度的影响。

E类基本上是D类在输出上加上LC网络后的变形，它补偿了部分FET的输出电容，减小了开关电流和电压之间的重叠，改善了效率，改善可达5%～19%的量级。但是，由于有LC网络，工作频带相当窄，而普通的D类放大器可工作在几个倍频程的带宽上。D类、E类放大器的输出功率受限于MOSFET的开关速度及驱动级存在的电容负载。

2.4.2　调制类型

射频信号的主要用处是从一点到另一点传输信息，这是所有通信系统的基本功能。无线通信系统的一个主要差别是信息加入载波的方法，即调制类型。

有两种把信息载入RF信号（载波）的调制类型。第一种是最基本的振幅调制。RF信号的振幅随信息时间函数的变化而变化。这个时间函数就是调制信号，它占据一个频带，但其中心频率比载波频率低得多。这种调制的波形图和频域图如图2－19所示。应该注意到，任何调制载波都占据一定的频带宽带，100%的普通振幅调制，最大振幅为载波振幅的2倍，峰值功率会达到未调制的载波功率的4倍。

实现振幅调制有两种方法，一种称为低电平调制，所有的驱动级都被调制。这意味着除了最后一级外，都需要线性传递特性。另一种是高电平调制，最后一级的集电极（漏极）通过一个串联元件，如变压器，加上调制信息后被调制。因此，消除了对输出级和驱动级线性度的要求。

此外，还有一种使用广泛的振幅调制是称为遏制载波的双边带，两个边带都包含相同的信息，因而一个边带可用滤波器或相位抵消的办法去除，这样可以节省频带，这就是单边带（SSB）调制。理想情况下，无调制时没有RF载波输出。图2－20是单边带（SSB）调制包络和边带位置。图2－20中的包络可以是遏制载波的双边带调制（DSB），也可以是SSB调制波形，这两种情况的波形是相同的。无论哪种情况，边带发生后的所有放大器都必须是线性的。在低电平级推荐使用A类，功率高于1～2W的放大器使用AB类。AB类推挽放大器的线性度可与A类相比拟。

第二种调制类型称为频率调制，RF信号的频率随时间函数而改变，这个时间函数是调制信号，同样是由一个频带组成。调制信号的频率远远低于未调制载波的频率。图2－21给出了这种调制格式。频率调制形成的频率分量，在理论上从零覆盖到无穷大。实际上，频谱边频分量的阶数超过一定值以后，幅度很小，接近于零。由于频率调制的频谱分量以载波频率为中心左右对称，带宽就是这两个接近于零的频率点之间的差值。这个差值与调制指数（频偏/调制频率）有关。频率调制易于实现，一般在低电平级产生（载波发生级），仅关心调制信号的幅度与频偏的线性度即可。

当信息包含在RF信号的振幅调制中时，在调幅的过程中要求线性放大以保留信息。如果信息包含在频率调制中，可以使用非线性放大器，这样不会使随之而来的信息受损。因为C类放大器比A类放大器的效率更高，所以在放大RF频率调制的过程中，可以选择效率高的工作类别。在放大振幅调制信号的过程中，要使用A类、AB类放大器（不管它们较低的效率）。在双向无线电FM系统中，晶体管总是设计工作在C类。而在TV系统中，亮度信息使用的是AM调制，放大器总是工作在A类或AB类。

接下来的一个逻辑上的问题是，A类特性的晶体管能工作于C类放大器吗？明确的回答是可以。类似的，C类特性的晶体管能工作于A类放大器中吗？假设能满足一定的条件，回答也是“可以”。这涉及C类晶体管降额到低功率电平，降额的量依赖于工作类别。如果C类特性的晶体管用于纯线性A类放大器，则降额因子是4。也就是说60W的C类晶体管工作于A类放大器时功率不会大于15W。如果用于AB类，则安全的降额因子是3。

当希望晶体管工作在更高线性模式时，有两个因素需要对具有C类RF晶体管特性的管子降额。首先，线性工作类别需要偏置。一般情况下，高功率AB类偏置电流达几安培，偏置的结果是器件上有大量的功率耗散。其次，线性放大器的效率随线性度增加而下降。这意味着，在同样的输出功率下，晶体管上的功率耗散增加。功率耗散使器件芯片温度增加（规定散热片尺寸和环境温度）。从可靠性角度考虑，硅器件的芯片温度不允许超过200℃。

2.4.3　线性工作偏置的考虑

1.线性度、测试和应用

对于想要线性工作的所有固体器件和真空管，为了使其工作点处于转移特性线性区域（见图2－22），必须给予其一定量的正向偏置。理论线性意味着输出功率线性跟踪输入功率，即P _in 为1W时，输出功率为10W; P _in 为2W时，输出功率为20W，以此类推。这意味着输出功率几乎从零到最大值，增益都为常数。线性度可以用以dB（dBm）表示的1dB增益压缩点或三阶交截点来表达，这种表示方法广泛地应用于低功率和CATV应用中。在语言通信的大信号应用中，线性度一般使用作为标准间隔1kHz的双音测试频率的互调失真（IMD）来表示，IMD越低，放大器的线性度越好。测量用于TV的放大器的线性度时，可使用两个或三个测试频率，它们之间的间隔是MHz量级，取决于指标规格。三个测试频率测量三次差拍，一般用于低功率器件的指标测试中（在CATV的器件测试中作为标准，此场合要求的失真信号电平是非常低的）。

在图2－22的偏置区域中可看到非线性度。正向偏置的目的是移动工作点到曲线的线性区域。

用IMD表达的失真电平很容易涉及实际量，因此常常转换成三阶交截点。IMD的测试可使用频谱分析仪来进行。测试频率可从频谱分析仪的显示屏上观察到，失真产物出现在测试频率的两旁（3阶、5阶、7阶），它们的幅度可直接在频谱分析仪上读出。转换成三阶交截点的方法是

IP ₃ = P _out +（IMD/2）

式中，IP ₃ 是三阶交截点； P _out 是放大器的输出功率（一个频率的功率，单位是dBm）; IMD是三阶互调失真。表达的方法是：三阶失真产物低于某一个测试频率的功率（双音测试时，两个功率电平是相同的）多少dB。上式可变成IMD=2（IP3－P out）。例如，一个放大器的IP3为20dBm，一个频率点的输出功率为P out=+5dBm，则三阶互调失真IMD=2× （20－5）=30dBC，即低于一个频点（+5dBm）30dB。无论是输入还是输出功率都可以作为参考物。在有插入损耗的电路中，如混频器、无线电接收系统，用输入功率作为参考物。

双极晶体管要求常电压源，而MOSFET可简单地使用电阻分压器来作为偏置网络。可是，如果要求温度稳定性，这两类器件的偏置方法都会变得复杂。除此之外，增强型MOSFET总是需要一些量的栅极偏置来克服栅极阈值电压，工作在D类或其他开关模式工作类别的MOSFET例外。应用中需要放大器线性度的例子，除了前面说的用于通信和广播的振幅调制外，还包含在核磁共振、磁振成像、数字蜂窝电话仪器的信号源等应用中。

对晶体管线性度的另一个要求是， 对I _c 变化的平坦度。当集电极电流变化时，会引起 的变化，后续的影响是功率增益的变化。在输入信号的驱动下，晶体管可达到比偏置电流高得多的峰值电流。这样，从偏置电流到由输入信号驱动的最大电流之间 曲线的斜率决定了高电流下晶体管线性度的性能。一定量的增加是可以容忍的，不会产生重大的非线性，但是过量的斜率下降会引起放大器过早饱和，其结果是输出的调制峰被拉平。一般情况下，关于 对I _c 的关系曲线的测量是在脉冲条件下进行的，排除了热效应。因此， 对I _c 的关系曲线显示出的斜率比实际晶体管显示的曲线斜率要小。

2.双极晶体管线性放大器的偏置

因为双极晶体管的基极电流等于I _c /h _FE ，所以基极电压源必须能提供该电流，而且当最大信号和无信号时，基极—发射极电压不会产生大的偏差。这需要好的恒压源，因为几毫伏的变化在典型值0.63～0.67V中占的比例较大。依赖特殊应用下的规范，对偏置电压源的要求程度是不一样的。例如，将大容量的电容并联到偏置电压源上，以减小交流阻抗。可是，这样做的结果使阻抗依赖调制频率。最简单的偏置方法之一如图2－23所示。该电路中使用了限幅二极管来提供低阻抗电压源。二极管的正向电流必须大于晶体管的峰值电流，该电流的大小由R ₂ 调节，RFC ₁ 和R ₁ 用于降低实际的基极电压，使之稍微低于VD ₁ 的正向电压。在机械结构上，二极管连在散热片或晶体管的外壳上，以实现对VT ₁ 的温度补偿作用。这种技术适用于对VT ₁ 进行完善的温度跟踪。VD ₁ 应该有类似的直流参量。图2－23中电路的缺点是它的效率，特别是对高功率的器件进行偏置时的效率，因为（V _CC －V _B ）×I _B （最大值）总是耗散在降压电阻上。

图2－23效率低的原因是流过限幅二极管的电流较大，用射极跟随器放大此电流可克服这一缺点，正如图2－24所示。两个串联二极管（VD ₁ 和VD ₂ ）是必需的，因为其中一个用来对降在VT ₁ 上的V _BE （f）进行补偿。两个二极管可使用小电流信号二极管，它们的正向电流等于I（大功率管的基极电流）/h _FE （VT ₁ 的）。最好的情况是VT ₁ 应该有线性的h _FE ，一直到要求的峰值偏置电流。在较高的功率系统中，必须使用冷却的方法。理论上，VT ₁ 和串联二极管其中一个必须保持在环境温度上，这样另外一个二极管才能对RF器件进行温度补偿。如果二极管（有长的引线）靠近RF晶体管，可得到有效的快速响应的补偿系统。合适的结构使二极管紧压在RF晶体管的陶瓷体上，并用热传导环氧树脂固定好。R ₁ 用于设置基极闲置电流，R ₂ 用于限制调节范围。R ₂ 的值依赖于所用的供电电压。C ₁ 和RF扼流圈的作用是简单地防止RF信号进入VT ₁ 。

另一种相当简单的BJT偏置电路如图2－25所示。它的输出电压等于VT ₁ 的基极—发射极结电压降与R ₃ 上的电压降之和。R ₁ 的选择使之为VT ₂ 提供足够的基极驱动电流，R ₁ 的值由它的h _FE 确定。一般情况下，这个电流在几毫安范围内，因此VT ₁ 可用任何小信号晶体管，封装形式要易于安装在RF晶体管的外封装或散热片上，便于温度补偿。仅有的要求是，在规定的电流下，V _BE （f）必须低于RF晶体管在偏置电流时的V _BE 值。最大电流能力依赖于VT ₂ 和R ₂ 。VT ₂ 的功率耗散高到几瓦。多数情况下应该安装散热片，但是必须与地电绝缘。R ₂ 的值可以通过（V _CE －V _CE （饱和））/I _B 进行计算。C ₁ ～C ₃ 用于遏制高频振荡，很多情况下可以不用，这依赖于所使用的晶体管和印制电路板的物理布局。当这种电路用于300W的功率放大器时，它的源阻抗要进行计算，必须低于200～300mΩ。

很多基极偏置源使用集成电路实现。大多数情况下，末级放大器使用晶体管偏置，这样可以提升电流、降低源阻抗。现在，已经有商业高电流稳压器可用，如LM317、LM337等，但它们应用的适应性至今还不清楚。图2－26是使用723的稳压器，有几个厂商都有这样的产品，但前辍不同。从20世纪70年代以来，仍用于BJT及MOSFET的偏置。723的最小电压为2V，但是采用一定电路修正后，可低于0.5V。这种偏置源不论供电电压如何变化，总能提供稳定的电压。源阻抗主要依赖VT ₁ 的h _FE 。

图2－26中的偏置源的主要优点：①以相当低的价格，提供最低的源阻抗；②偏置电压不依赖于电源电压的变化；③容易实现温度补偿。图2－26中的VD ₁ 用做温度补偿，应该与热源做热接触。图2－24的电路中讨论的技术也适用于这里。末级电流流过的晶体管VT ₁ 必须使用冷却技术。偏置电压源有正的温度系数，但与VD ₁ 的温度系数相比可以忽略。因此，可以让VT ₁ 附着在主散热片上。R ₁ 和VD ₂ 仅在供电电压超过40V时才需要，40V是稳压器的最大额定值。

3. MOSFET的偏置

MOSFET有高到5～6V的栅极阈值电压，但是在应用中需要一些栅极偏置电压。它们能工作在C类（零栅偏置），但代价是低的功率增益。这种情况下，输入电压摆动的幅度要足够大，从零摆动到超过栅极阈值电压。漏极效率一般高于其他工作类别，特别是过驱动，能接近D类的效率。零偏置常常用于无须对信号进行线性幅度的场合（如FM信号和CW形式的信号），效率经常超过80%。B类工作时，栅极电压偏置到刚低于阈值电压，结果是零闲置电流。功率增益高于C类，但是漏极效率要低10%～15%。B类也仅适用于非线性幅度，这两种状态的选择必须首先确定功率是增益重要，还是效率重要。在较高的频率时，如UHF，一般希望的是B类，甚至AB类。当选用AB类时，栅极电压的偏置稍高于阈值电压，结果有漏极闲置电流流动。闲置电流需要根据数据表设置，安置器件于线性模式工作。从这个观点看，MOSFET对闲置电流的敏感性高于BJT管。在类似的电尺寸下，需比BJT更高的电流。

MOSFET的温度补偿很容易用包含热敏电阻和电阻的网络来实现，这二者之比必须根据FET的g _FS 热特性来调整。栅极阈值电压的变化反比于温度，近似为1mV/℃。这种变化对FET的I _DQ 有较大影响，高的g _FS 比低的g _FS 影响更大。不幸的是，由于g _FS 随温度的增加而下降这一事实，使情况更为复杂。漏极闲置电流依赖于两个变量。不管这种依赖性关系如何，温度补偿的方法总能设计得使其满意的工作，并满足生产的重复性。热敏电阻要连接到被补偿器件的热环境中，类似于前面讨论的BJT补偿二极管的安置方法。图2－27是关于MOSFET温度补偿的一个简单例子。

大多数的MOSFET器件数据表上给出了V _GS（th） 与I _D 之间的数值关系，但是这些值仅是典型数值，在一定的情况下，不同批次的g _FS 的差别能变化高达100%。因此，在生产中应该给出器件g _FS 值互相之间的差别。一般情况下，规定差别不能超过20%。类似的，每个放大器的温度轨迹必须单独核定。一些制造厂商提供的RF功率FET，具有g _FS 匹配的规格范围。

如图2－28所示为使用723集成电路稳压器的MOSFET偏置电路，该电路很容易用在BJT的偏置上。因为MOSFET无栅极电流，除非以泄漏电流的形式，“末级通过”晶体管VT ₁ 可以省略。VD ₁ 被R ₅ 与R ₆ 的组合代替，其他无源元件值也被限定，以产生8V的最大输出电压。由串联电阻R ₅ 和热敏电阻R ₆ 的比值调整温度斜率。除了维持常数偏置电压以外，这个电路也能对抗电源电压的变化，从而作为偏置电压稳压器。

图2－29为MOSFET功率放大器自动偏置跟踪系统，不管MOSFET的电尺寸和g _FS 为何值，它都可提供自动的、精确的温度补偿，而不需要将温度传感器连接到散热片或器件的外封装上。事实上，放大器晶体管可使用不同阈值电压的FET，而不会影响偏置电流的大小。这意味着，由于多种理由，栅极的阈值电压可在非常宽的极限电压范围内，短期或长时间内变化。除了温度以外，还可能影响V _GS（th） 的是湿度、大气压力等。

图2－29的跟踪原理： MOSFET放大器的闲置电流最初设置为A类、AB类或任何其他类别（是由R ₇ 设置的），R ₇ 上的电压也提供运算放大器U ₁ 的负输入端口参考。流过R ₁ 的电流在R ₁ 两端形成电压，这个电压被馈入U ₁ 的正输入端。结果，U ₁ 的输出跟随它的极性而不是幅度。由于U ₁ 的电压增益，工作在直流开环模式，其输出电压的偏移比R ₁ 上的电压高得多。这样，如果R ₁ 上的电流由于任何理由趋于增加，则U ₁ 的输出电压部分馈到放大器栅极偏置输入，会将其调整到较低的电压，使通过R ₁ 的电流值保持为原来的值。相反方向的调整过程是完全类似的。

R ₄ 与R ₅ 电阻分压器用于合适选择范围，使U ₁ 的输出足够控制FET的栅极摆动。当放大器用RF驱动时，通过R ₁ 的电流增加，放大器的偏置电压伴随U ₁ 的正输入电压，趋于下降。可是同时VT ₁ 开始导通，使R ₁ 的影响降低，因为VT ₁ 与R ₁ 是并联的。VT ₁ 的导通电压是由R ₂ 上的电压降得到的，R ₁ 和R ₂ 的典型值分别是5～10Ω和0.1～0.2Ω。R ₁ 和R ₂ 的电阻值必须根据VT ₁ 的特性和应用场合及电流大小来选择。放大器中流过的电流越大，VT ₁ 的导通越“硬”。例如，如果R ₁ 的电阻值是5Ω，VT ₁ 全导通时的r _DS（on） 为0.2Ω，则R ₁ 的有效值在5Ω和小于0.2Ω之间变化，这依赖于流过的电流值。这构成了所谓的电流可变电阻（VT ₁ —R ₁ ），这样就可保持U ₁ 的输出。结果，放大器的偏置电压在电流变化的条件下，保持得相当稳定。理想A类放大器电路，不管有无RF驱动，漏极电流值都保持为常数。VT ₁ 、R ₂ 和R ₃ 对A类放大器是可以省略的，R ₁ 的值低到0.05～0.1Ω。

2.4.4　脉冲模式工作的晶体管

很多应用中，需要放大器输出RF脉冲功率，这些应用包括医疗电子、激光激发和多种雷达型号。所有这些应用中，载波频率、脉冲重复频率和占空比都是不一样的。载波频率一般比脉冲重复频率高得多。结果形成载波频率的脉冲串，其长度依赖调制脉冲的宽度。脉冲重复频率的典型值处于音频范围，占空比的范围是0.05%～10%。低的占空比一般应用于雷达。已经研发出专用器件，用于高的峰值功率、低的平均功率和低的耗散功率的场合。这些专用器件几乎都是BJT（UHF—微波）。

BJT一般比MOSFET具有更高的峰值功率能力，调整发射极的平衡电子（低于CW的平衡电子），可进一步改善峰值功率能力。控制晶体管的饱和功率可使外延层比正常的更薄。随着脉冲宽度的增加，耗散功率也增加。如果脉冲宽度达到1ms或更宽时，器件考虑为CW工作。这是由于中等尺寸的RF功率芯片的稳定时间常数也是1ms左右，超过这个时间，将有更多的热量传递进入硅内部，通过它传递到晶体管外封装上。

热电阻与脉冲宽度之间的关系见本书的“可靠性考虑”。如果脉冲宽度窄且重复频率高（接近1kHz），会产生与宽脉冲同样的效果。脉冲工作的晶体管产生的峰值功率为5～6倍同尺寸芯片的CW功率。如果使用设计用于CW的标准晶体管，倍增因子大多数为3～4。MOSFET也能用于脉冲功率工作，它们有一些缺点和超过BJT的优点。缺点有所谓的“脉冲顶部下倾”，这意味着脉冲的尾部比前沿幅度低。这是由MOSFET的g _FS 随温度的增加而下降引起的。校准电路可用于补偿这个问题，但增加了电路的复杂性。优点包括有较小的相位延迟、较快的上升和下降时间。

可通过一系列方法产生RF脉冲，如图2－30所示的方法可能是最普遍的。图中也给出了对输入功率、输出功率和反射等的测量。

设计脉冲功率放大器还有一些其他考虑：①由于瞬间供电电流很大，需要将器件附近的能量存储；②减小发射极引线电感。上述两项影响脉冲的上升时间并防止在脉冲期间由于电压衰减而引起的下倾。这方面需进行一些折中，因为对地发射极电感减小，难以进行宽带匹配。另外，集电极电路中需要少量的电感来完成适当的去耦。现在，已经至少可以在20%～30%的带宽内，使器件输出的脉冲功率达到几百瓦、上千瓦，脉冲上升时间仅几十纳秒的量级。 ffepCiIoyeDqyhJ9+Dt9xGTsY95rKu4ru/2b1HtVWkgzyoxZE8KsYwQN1KCKzuEE