2.3　FET和双极晶体管的参数与电路比较

2.3.1　晶体管类型

因为固体RF功率晶体管是由两种基本类型构成的，即双极类型和场效应类型，所以比较和讨论这两种类型的性能及参数是合宜的。在一定的应用中，双极晶体管可以设计出优秀的性能。而在另外一些场合，可能场效应管的表现更为突出。双极晶体管目前在商业上有两大类：基于硅技术的NPN类型和PNP类型。PNP晶体管（不管它们的性能是否劣于NPN 管）主要用于要求“正地”系统中的陆地移动通信设备中。由于NPN晶体管中的多数载流子是电子，因此它有高的电子迁移率，有更高的 ，可以改善高频功率增益。所有UHF设备和高频器件都用NPN晶体管。

RF晶体管功率放大器应用的FET类型更多，包括近期出现的静态感应晶体管（SIT），它们都来源于耗尽型结型FET和MESFET（金属栅肖特基FET）。最近的RF功率晶体管都用GaAs制造，也属于耗尽型。另一种耗尽型器件是标准的结型FET，这类管子仅仅适用于低功率驱动和混频器等。垂直沟道硅MOSFET是最普遍的RF功率FET。流行的原因是它们有很多类型的管芯，每一种的R _DS（on） 有稍微不同的特性和不同的电容。垂直沟道MOSFET从1975年就开始有市场了，近年来不管是性能还是制造技术都有极大的进步。

还有一种重要类型的功率MOSFET是横向扩散沟通类型的（LDMOS）。它同样是由一系列小的FET单元并联构成一个管芯。由于它的横向沟道结构，使它在规定功率额定值下比垂直沟道MOSFET消耗更多的芯片面积，因此价格较高。可是，横向FET有一个特点，即非常低的反馈电容（C _rss ），增加了高频下的稳定性和增益。垂直沟道和横向沟通这两种硅MOSFET都是增强型器件。栅压相对于源极为正时，漏—源沟道电流流通。反之，对于耗尽型FET，导通时，栅—源等电位，截止（耗尽）时为负的栅压。

2.3.2　参数的比较

用在RF功率放大器中的BJT和MOSFET的一个主要区别是需要的基极偏置和栅极偏置不一样。当要求BJT线性工作时，仅对基极偏置，它的功率增益在偏置（A类、AB类或B类）与不加偏置（C类）之间的功率增益相差不大。在不加偏置的增强型FET中，栅极输入电压的正峰值电压必须克服栅极的阈值电压，使FET导通。一些FET的栅极阈值电压高达6V。如果直流栅极电压靠近阈值电压，则仅要小的波动就可以克服它，使其导通。因为不同的直流栅极电压下的栅源RF阻抗是不变的，所以依赖初始的栅极阈值电压和工作频率，实际的功率增益可以改变5～6dB。为了保证线性度，FET也必须偏置到A类或AB类。偏置源可简单地用电阻分压实现，因为无须DC电流。而BJT需要维持常电压源为0.65～0.70V，并具有I _c（peak） /h _FE 的电流能力。每种典型器件的特点总结在表2－1中。注意，表中对FET类型仅聚焦于硅MOSFET，表中有些特性不适用于结型FET和其他耗尽型FET。为了做阻抗比较，假设它们有类似的电尺寸。

大部分习惯使用BJT做固体RF功率放大器的电路设计工程师已经逐渐开始FET设计，并了解这两种器件的参数与行为的差别。这两种类型的电路设计是非常相似的，具有相同的RF设计实践，如接地、滤波、隔直、旁路和电路板布局等。当设计一个规定应用和指标的功率放大器时，选择哪一种器件都必须谨慎。FET对栅极的绝缘击穿很敏感，绝缘击穿会引起异常的栅极直流电位或引起瞬间的过渡过程。这个现象可与“电容器超过电压额定值”的情况相比较，结果会引起短路或泄漏。当FET的栅极—源极之间加上低于绝缘击穿的电压时，有时是可以恢复的。为了清除栅极短路，可以加上足够的电流，但是不要高于1～1.5A。过高的电流会使连到芯片的连线熔化，这样会破坏很多个小单元。但对于30W或更大的功率晶体管，这些破坏对性能的影响不会引起人们的注意，但会引起其他问题——危及长期可靠性。对要求高可靠的军品，不推荐做这样的事情。

BJT的一个弱点就是可能热失效。发射极扩散硅平衡电阻与镍络薄膜电阻相比，前者对热失效的原因具有共性。硅的扩散电阻有稍微为正的温度系数，而镍络薄膜电阻的温度系数接近于零。可是，硅的扩散电阻的电阻值随电流的变化是非线性的，对稳定性要求高的应用场合使用这种电阻是不合适的。BJT热失效的主要原因是：随温度增加h _FE 增加，而MOSFET的g _FS 随温度的增加而下降，使管子趋于截止。栅极的阈值电压下降大约1mV/℃，栅极偏置器件温度分布曲线依赖g _FS 的初始值和工作电压的初始值。

BJT和FET的优值（Merit）分别定义为发射极周长/基极面积及栅极周长/沟道长度。如果使用实际的术语，这些参数与反馈电容对输入阻抗的比值有关，因为优良的几何形状会产生较低的反馈电容。当然，这仅适用于共射和共源组态，优值越高稳定性越好。这是符合实际情况的，如不在这种情况下的功率增益也较高，结果由于杂散电容会在高频下引起不稳定，这是由于相位延迟，反馈电容产生的是正反馈。BJT还有另一种不稳定机构，是由于二极管结的变容效应引起的，主要是集电极—基极的PN结，一般称为“半f _o ”振荡。一般是在激励信号的一半处产生一个稳定的杂散信号。由于FET中没有结，因此在MOSFET中无此现象存在。

不管这两类管子的匹配网络如何，可在基极—发射极和栅极—源极阻抗中发现最大的差别。在直流状态下，MOSFET有无限大的栅极—源极阻抗，而BJT则显示正向偏置时的二极管的阻抗。在较高的频率时，依赖器件的电尺寸、栅极—源极电容C _iss （由于Miller效应而增加），连同引线电感等构成一个复数阻抗，它有可能低于BJT本身的阻抗。输出电容（C _ob /C _oss ）几乎等于每种类型器件的等效电尺寸。输出电容对放大器效率的影响大，因为它必须充电到2倍供电电压，在管子频率的每个周期中再放电。充电过程中的功率耗散在放电器件内。在单一的频率时，部分电容可被调谐掉，因此电容值随输出电压的波动而变化。例如，由于输出电容的功率耗散，对单端BJT放大器可以定义P _S =（2C _ob ）（V _CC ） ² （f）。式中，P _S 是功率耗散； f是频率。以百分比表示的效率为η=P _out /（P _out + P _S ）×100%。可以看到，功率耗散直接与电容和供电电压的平方有关。这样，在较高的工作电压下不会总是有较高的效率。

表2－2给出了BJT和MOSFET的等效参数和注释说明。这个表是给使用BJT和MOSFET的电路设计者看的，这里有些观点请记住。

①定义h _FE 时，BJT的I _EBO 电流值不要高于I _c 的1%。较高的电流可能使器件的h _FE 永久性损坏。

②在电流低于器件指标I _CES /I _DSS 值时，不要测量击穿电压，这样得到的结果是不合理的。

③不要企图测量MOSFET的V _GS ，这会造成栅极的永久性损坏。

④栅极开路时，永远不要测量MOSFET的击穿电压，否则会发生永久性损坏。

2.3.3　电路组态

1.共射和共基

共射（CE）和共基（CB）电路结构最广泛的应用于RF放大器中，这里给予详细讨论。可是，作为宽带射极跟随器时也使用共集（CC）电路。因为电路无电压增益，功率放大器必须提高阻抗变换比来实现。与CE和CB相比，CC结构有高的输入阻抗，而且由于小于1的电压增益，输出阻抗非常低，结果变换到50Ω需要较高的阻抗变换比。使用射极跟随器（简称射随器）原理已经成功设计出功率达到100～150W，频率达50～60MHz的功率放大器。超过此频率范围，功率增益迅速跌落，这可能是由于要求高阻抗比的匹配网络和与之相关的损耗。除此之外，似乎发射极高的RF电流会形成额外的损耗。虽然已经证实射极跟随器可设计为调谐RF功率放大器，但是看上去没有重大的商业价值。

直到几年前，共射和共基电路的应用才有清楚的分类。共射应用于UHF的低频频段，共基则应用于UHF以上直到微波频段。现在，共基工作于UHF放大器的低频频段，共射工作于微波频段已经全部实现。设计者在具体的电路应用中究竟应该使用什么组态？

共射和共基电路有非常不同的增益特性。图2－13中的β曲线近似跟踪功率增益曲线，α曲线也是如此。每种情况都是倍频程下降6dB（实际接近5dB），这都是α和β随频率增加而下降的结果。α与β的频率依赖性主要是由于芯片本身的杂散电容、引线电感和寄生电阻的缘故。MOSFET中的g _FS 代表β，频率依赖性类似于BJT。？是β=1时的频率，虽然有普遍意义，但实际上并不适用于FET。在MOSFET中，单位增益频率由Z _in /C _rss 确定，除了寄生电阻的影响较小以外，增益下降的原因与BJT一样。FET定义 可近似为g _FS {2π［C _iss + （g _FS ×C _rss ）］}。

可是，相同的额定功率下，MOSFET几乎是BJT芯片面积的2倍，在某种意义上等效于增益带宽性能为2。图2－14中的α曲线可以代表一个FET共栅增益曲线，称为g _FG 。

半导体曲线图示仪用于测量晶体管的直流参数。这些直流参数可以告诉电路设计者很多关于RF参数的事情。例如，在MOSFET中，g _FS 是其电尺寸的指示。g _FS 的大小也关系着功率增益，但为了比较器件的功率增益还必须知道C _iss 和C _rss 。

2.共射和共源

共射和共源是电路中使用最为广泛的电路组态。它们具有良好的稳定性、线性度及频率高到UHF的高增益。共射和共源仅仅是电路结构，但是它们的输入和输出是反相的，这提高了电路的稳定性。除了半f _o 振荡模式以外，在UHF频率上，反馈电容的相位延迟靠近180°。如果共射或共源的电感增加，功率增益将下降，这是由电抗的负反馈引起的。因此，需要保持共有元素的电感尽可能地低。增益反比于频率，每倍频程下降5dB，直到β的截止频率，增益的整个变化范围为30～40dB。图2－15是共射电路的例子（输入与输出之间反相），可直接适用于MOSFET，但此情况下I _B =0、I _D = I _E 。

窄带电路中的集中参数匹配网络实际上可用到VHF，但是频率超过300～400MHz时，更普遍使用的是微带技术或微带和变压器阻抗匹配技术的组合。如果希望宽带性能，常常使用推挽结构或平衡电路，因为它具有较高的初始器件阻抗，更易匹配到50Ω的阻抗界面。多级系统中，中间级阻抗匹配一般在低于50Ω上进行。这样做具有更好的宽带性能，以及更紧凑的结构。但是前者的优点是每一级可以独立地进行调试后再组合。

对于频率高到VHF和UHF的低频段，MOSFET的输入阻抗比BJT的高，但是在更高的频率下，这两种类型的输入阻抗相当，匹配过程变得几乎一样。

实际上，所有多倍频程的放大器大多被设计成推挽结构，推挽电路的另外的一个优点是两个器件的功率电平自动合成为高功率电平输出。这样，在规定输出功率电平下，允许使用较小输出功率的独立器件。从20世纪70年代中期，就已经有封装好的推挽RF功率晶体管的形式出现，但是因为有了高频FET的发展，推挽的概念和封装才变得更为流行。现在，FET和BJT都有推挽封装形式，其中大部分被称为Gemini类型。术语“Gemini”是指两个独立的晶体管封装在一个封装中。Gemini封装有几种尺寸，最大的尺寸可耗散500～600W的功率。由于封装为一体，极大地提高了推挽电路的性能，主要原因是大大减小了发射极—发射极（源极—源极）之间的电感（不是发射极—地的电感或源极—地的电感）。所有Gemini封装结构中，发射极（或源极）是直接连接到安装法兰上的，可被认为是直流地。

使用FET或BJT，从效率上讲没有什么不同，虽然有人相信FET的饱和电压高，因而效率较低。但是，这仅在低的工作电压下（12V或更低）如此。在高频时，器件的输出能力（容量）才对效率有大的影响。但是，这种影响可以在窄带电路中调谐。

3.共基和共栅

BJT的共基电路广泛地应用于UHF和微波频率，这是由于共基应用的α的截止频率高于β的截止频率。这意味着，在这些频率上共基组态比共射组态具有更高的功率增益。如果存在基极—地电感，由于这个电感的正反馈，共基放大器的功率增益将增加。电感增加，增益也增加，直到不稳定的点，最终导致匹配网络谐振频率上的稳定振荡。所有共基晶体管都有一些正反馈，它是由基极连线和内连线部分的电感产生的。可是，该电感量足够小，不会产生太多的正反馈从而引起不稳定。正如共射组态一样，共基组态晶体管的增益是反比于工作频率的。它也有倍频程5dB的斜率，但仅是高到α的截止频率。低于α的截止频率，增益在12～15dB之内，直到直流。共基组态放大器无输入功率出现在输出端口，因而输出功率就是实际的功率输出。共射放大器的输出功率是P _in + P _out （输入功率与输出功率之和）。共基放大器用减小耗散的形式改善了器件的粗糙度。典型的共基放大器电路如图2－16所示。因为总电流流过发射极，输入匹配网络或发射极直流扼流圈必须能承受电流I _B 与I _C 之和。

在共基电路中，正常的输出电容C _ob 和反馈电容C _rb 是极性倒转的。很幸运，它们的值大致相对，除非在低偏置电压下C _rb 的值比C _ob 的值高几倍。在正常条件下，共射与共基的输出电容或阻抗没有多大的差别。可是，有报告宣称C _rb 的值非常高，会产生众所周知的半f _o 振荡现象。使用MOSFET的共栅放大器情况则不同，它们的反馈电容C _rss 的值比输出电容C _oss 的值低很多。在共栅放大器中，情况反转，实际的反馈电容与输入/输出电容相比高得多，产生了不稳定的条件。甚至在共栅电感最小的情况下，仍会产生不稳定的条件。共栅组态的输入阻抗比共源的低，这是由于Miller效应使反馈电容值增加。

单一频率或不到倍频程的窄带电路可以使用共基组态，使用内匹配晶体管很难设计成宽带。在一些实际应用中，使用“中和”电路来改善稳定性，但不易实现，除非用在推挽电路中。在高功率放大器电路中，偏置成线性模式多少有些困难，因为需要给发射极提供负电源。在RF驱动下，存在的镇流效应趋于降低偏置电压。在小信号放大器电路中，大部分管子在A类，可以使用基极—地旁路电阻来产生自给偏置电压。在高功率电路中，推挽共基电路很少见到，因为它工作在UHF或更高的频率中，180°的相移难于实现和保持，除非是窄带情况。可是，推挽共基电路广泛地应用在CATV的0.5～1W的功率放大器中。在该电路中，应用了无旁路的共基电阻形成自给偏置电压。不论是共射还是共基，设计成推挽电路具有相同的优点，其中最重要的是发射极或基极共有电感不再是关键因素。推挽电路的功率增益和稳定性很大范围上依赖基极—基极电感。MOSFET总是需要偏置的，在RF驱动信号下，工作点接近栅极阈值电压，或大于阈值电压。偏置电源必须能承载全部漏极电流，4～5V的栅极阈值电压下的耗散功率是不可忽略的量。使用BJT时，电压仅为0.6～0.7V，这种情况下的功率小到可以忽略。共栅MOSFET电路在非常低的功率放大器中比较有用，因为它有非常宽的AGC范围。

共基电路的缺点是A类、AB类和B类需要两个电源。由于正反馈引起线性度变坏。共基组态的高输入阻抗使之不能使用负反馈来改善线性度，而且共基阻态对半f _o 有不稳定的高敏感性。

4.共集和共漏

图2－17是共集组态电路，广泛地应用于要求高输入阻抗，低输出阻抗的场合。共集电路又称为射极跟随器，它的输入与输出之间没有反相相位，电压增益小于1，功率放大是通过阻抗变换的电流增益而得到的。与上面两种组态相比，射极跟随器不适合作为RF功率放大器，因为负载阻抗的变化直接反映到输入端口。由于这个原因，它更广泛地用做宽带缓冲放大器，来驱动低阻抗或电容负载放大器。它特别适合驱动互补结构，提供有源的“推—上拉”和“挽—下移”。射极跟随器提供了对容性负载最好的驱动电路。在D类、E类放大器系统中，可作为CRT视频驱动器和MOSFET栅极驱动器。

使用FET的共漏或源随器类似于使用BJT的射随器，输入阻抗高、输出阻抗低。与共源和共栅相比，其输入电容（漏极—栅极）小。在电尺寸可比拟的情况下，FET的输入电容比BJT小得多，这是由于不存在正偏置集电极—基极二极管PN结。

源随器的电压增益也是小于1的，因为它不是电流放大器，不能说电流增益。可是，放大是通过阻抗变换实现的。源随器的输入阻抗随频率的变化比共栅和共源电路更大，对任何类型的宽带应用，栅极中需要接入大的电阻负载。这里不需要负反馈，因为输入、输出相等的相位也不易实现。由于这些理由，共源电路具有非常好的稳定性。但是，如果印制电路板中有过大的杂散电感将导致低频振荡。与射随器不一样，源随器中的负载变化不会反映到输入端口，这使源随器至少可工作到VHF频段，适用于作为RF功率放大器。频率范围为2～50MHz的推挽宽带功率放大器，功率已经达到200～300W，它们固有的特性是具有良好的线性度、稳定度和增益平坦度，甚至不需要稳幅网络。高功率线性功率放大器可能更适合使用这种模式工作。高电压应用下，必须注意栅极绝缘击穿电压很容易被超过，因为在输入信号的负半周期间，栅极电压会很接近V _DS 。 uBzRq6kU7T9wPHu97bM3iztsjiorlqIr30ZqesxHOm5Etlpt/R23i0iEJuPOMoWc