2.2　射频和微波晶体管应用基础

射频和微波功率放大器把信号放大得足够高，这些放大器大部分使用晶体管，仅在极高功率电平（大于1kW）时才选择真空器件。现在的工程师总是支持固体器件。双极晶体管的世界近年来已成为FET的世界，对射频和微波工程师设计放大、振荡、开关或RF信号的各种处理等电路领域起到了革命性的作用。

对于今天的RF双极晶体管或RF场效应管，不管是低功率管还是高功率管都是使用类似于低频晶体管过程制造的。所以，它们之间的差别是什么？其一，在制造时，使用外延材料能更准确地控制其特性。更重要的是，设计具有小面积的水平与垂直结构时，允许它们具有在RF频率下工作的能力。其二，把它们放在特殊设计的封装内，这种封装要尽可能地减小RF频率下的封装效应。

RF功率晶体管小面积的水平结构做如下考虑：在规定的基极区域内，设计一个具有很长周界的发射极，最终结果是形成面积小、功率密度非常高的发射区。对于功率器件而言，这种结构需要考虑功率耗散，以保证管芯温度低于安全的最大值（典型值为200℃）。

射频和微波晶体管的管芯基础和封装设计是基于尽可能降低电感和电容的原理来设计的。低频应用时，这些电量的影响很小，但是随着频率的增加，影响越来越突出。电子工程师用感抗（随频率线性增加）和容抗（反比例于频率）的概念来理解这种现象。

不幸的是，在无线电领域中，事情不总是如此简单。实际工程中的电阻具有电感特性，而电容具有电阻特性、电感特性等。因此，电感在很高频率下成为电容特性，而电容（特别是带有引线的）在达到一定频率以上时，就变成电感特性了。显然，其等效电路是频率依赖性的。所以，选择RF功率晶体管的第一件事是在不同的频率区域选择不同组别的器件，虽然它们的工作电压、增益、输出功率，甚至封装形式都不可能是类似的。不同的晶体管工作在不同的电压组别，如7.5V、12.5V、28V，甚至50V。第二件事是RF功率晶体管的价格，不论是低功率的还是高功率的，RF功率晶体管的价格更高。理由是“紧凑”的水平结构和“浅”的垂直结构，使RF功率晶体管的管芯制造更困难。第三件事，也许是最重要的，即封装价格因素，主要是高功率的RF功率晶体管的封装。制造厂商不但要设法减小封装引起的寄生参量，还必须提供合适的功率耗散能力。

低频和高频功率晶体管的最终差别是使用中的差别。对于低频低功率晶体管，所有使用者要做的是提供给单元适当的工作电压以获得信号功率的放大。对于低频高功率晶体管，除提供工作电压外，还必须合适的安装器件，以保证器件的功率耗散。但是，对于RF电路设计者来说，必须得到RF功率晶体管的输入/输出匹配电路，而最糟糕的是匹配依赖于频率。单点频率的匹配是相当简单的，而宽带匹配则是复杂且困难的，不但设计困难，实施也困难。

2.2.1　低功率晶体管的选择

RF功率晶体管的选择要遵循几个原则，首先是应用本身，是用于低噪声放大还是一般目的放大；其次就是频率范围、供电电压、增益等。这些不属于本书范围，这里不再讨论。

选择低功率晶体管最需要考虑的是封装类型。同样的管芯可以是金属封装、塑料封装SOE（带状相向发射极）、表面安装封装和密封型金属——陶瓷封装。一般而言，封装越小，封装引起的寄生参量越小，管芯的射频和微波性能越好，工作频率越高。

2.2.2　高功率晶体管的选择

高功率晶体管一般指功率大于1W的功率晶体管。这种晶体管的选择范围更广泛、复杂，因为在器件的选择上存在着更多问题与条件，如工作电压、工作频率、输出功率、工作类别、效率要求、粗糙度要求、频带要求、线性度、可靠性要求、散热形式和封装类型，甚至大小、质量等。

工作电压一般是预先确定的指标，但是在一些应用中，如固定本地发射机，它们的工作电压是可以选择的。在这样的情况下，首先要确定低电压设计和高电压设计的优点及缺点。在两种情况下的输入阻抗和匹配没有太大的差别，但是晶体管的输出阻抗依赖工作电压和输出功率电平。由于这种依赖关系，人们必须先选择工作电压。在此电压下，完成负载阻抗（一般为50Ω）到输出阻抗之间的变换。在级联放大器中，驱动级和预驱动级常常工作在比功率放大器低的供电电压上。部分原因是这种晶体管在本质上具有较高的输出阻抗，这样的结果是可对下一级的输入有比较好的匹配。

工作频率的选择较为直接，制造厂商一般对高功率晶体管按频率和工作电压分级。选择晶体管首先必须保证在使用频率上有合适的增益。人们总是在较低的工作频率上喜欢使用高频晶体管以获得高的增益，可是用户却必须关心稳定性、粗糙度和价格。RF功率晶体管随频率增加而增益下降。如果使用的频率低于晶体管正常工作的频率范围，则增益较高，但是可能会不稳定。高频晶体管在制造时使用较浅的扩散、较小的集电极电阻率和较小的发射极平衡电阻器。所有这些都需要器件设计来完成器件在较高频率下的放大。不幸的是，上述那些设计都与改善晶体管的粗糙度的设计背道而驰。在设计时，这二者之间要进行折中。最后，在其他因素相同的情况下，要考虑价格因素，频率高的晶体管的价格比频率低的晶体管的价格更高。

输出功率是选择功率晶体管的主要因素，所选择的晶体管需要给出足够高的功率。设计级联放大器时，总是从输出级开始，然后从这级往前级推，驱动级、预驱动级等。

2.2.3　晶体管选择时的带宽考虑

一般而言，在电路设计时要确定带宽。可是在RF频率下，随着频率的增加，晶体管输入阻抗的品质因数也增加（虚部与实部之比增加），因此完成宽带设计更困难。随着功率晶体管输出功率越来越大，设计工作频率越来越高，器件的输入/输出阻抗不断下降。可以这样设想，越高功率的晶体管，在构造上并联的低功率晶体管的数量越多。并联的结果是低的总电阻，电容器并联的结果是更大的总电容。总的结果是高功率、高频率晶体管的输入阻抗太低，从而使一些电路设计者设计的输入匹配网络不能让输入激励信号进入晶体管的输入端口。选择晶体管的一般流程如图2－9所示。

高功率、高频率晶体管制造厂商已经在设法解决低阻抗、高品质因数的问题，其方法是在管芯邻近区域的器件封装内部安装阻抗匹配网络。安装内部匹配网络的目的不仅是增加晶体管从封装口看进去的输入阻抗，还通过并联变换阻抗值，以降低电抗分量，从而降低品质因数（Q值），这就是所谓的内匹配晶体管。电路设计者选择内匹配晶体管可减小完成器件特定频率范围内工作的宽带匹配困难。

一般而言，双极晶体管设计用于VHF频段，额定输出功率为40～50W，更高的功率则使用内匹配晶体管。UHF频段使用内匹配晶体管时输出功率为10～20W，800MHz时约为5W。内匹配网络在规定频率范围内优化为低通滤波器。频率高端的功率增益是最低的。大多数RF功率晶体管，特别是工作频率低于1GHz的，仅在输入端口加入内匹配网络。但是，内匹配也适用于更高频率的UHF晶体管和大多数微波器件。输入内匹配网络一般由LCL组合构成，L是管芯连线的分布电感，C是金属氧化物电容（MOS电容）。同样的方法可用于匹配网络设计。匹配网络的简化形式说明如图2－10所示。

图2－10中，X ₁ 与X ₂ 分别代表基极、发射极引线电感； X ₃ 代表连接线环，环的高度要控制得尽可能低； X ₄ 是MOS电容，UHF的典型值为150～500pF，VHF频段大于2000pF。

显然，这些内匹配网络会对器件的工作频带造成一定限制，特别是工作频率高于内匹配晶体管额定频率时的限制。例如，设计工作在225～400MHz频率范围内的内匹配晶体管，在频带内满足匹配性能。可是，高于400MHz，功率增益会急剧下降，基极－发射极阻抗中的电抗成分增加，从而使驱动功率不能转换到管芯输入端口。可以这样讲，在更高的频率上，内匹配网络有一个谐振点，此时输入阻抗变得非常大，器件的功率增益降低到最小。工作频率低于内匹配晶体管的指标频率范围，内匹配网络要减小效应。而且，在某些中间频率范围内（如此例中为100～200MHz），有内匹配网络甚至比没有内匹配网络的阻抗更低。这是由于串联电感L的影响减小，而并联电容C的影响仍然保持。频率进一步下降，内匹配网络的影响更加减小，会到达晶体管本身的正常输入阻抗点。从上述讨论中可以看到，内匹配晶体管用于比原设计更宽的频带是很困难的，但是总存在外电路的设计技术问题，可使内匹配晶体管用于更低的频率，在延伸的带宽内达到允许的性能。然而，这种匹配电路一般是复杂的，而且人们必须知道延伸频带内晶体管的阻抗的分布曲线，但是这些数据在器件的Data Sheets中是不会给出来的。

在选择内匹配晶体管时还有一个很少有人知道的因素，那就是晶体管的输入Q值。内匹配晶体管是趋于指标规定频带内的“宽带”的。可是，并不是所有晶体管都在相同的封装内部安置内匹配网络，不同的封装带来的影响是不一样的。为了比较，图2－11中列出了两种UHF频段，15W输出功率，不同封装形式的输入阻抗。

由图2－11可知，从表面看，人们可能会想到MRF641更容易匹配，因为它的R _p 值比MRF654的大3倍。可是，如果计算单节LC阻抗匹配网络的Q值，会发现MRF641是1而MRF654是2.5。这就告诉大家，MRF641的内匹配网络是极限频带，而MRF654可用双LC匹配网络节，得到更宽的频带，其结果是加上双LC匹配网络节后总的Q值为1.3。

选择具有内匹配晶体管的另外一种考虑是阻抗与频率之间的变化关系。如果内匹配网络有高的Q值，这种情况是好的，因为可以在封装端口加上额外的网络，完成很好的总Q值，但是仍然不能改善匹配。图2－12是说明这个问题的例子，这里管芯阻抗由内匹配网络转换成概念上的低输入Q值。看上去似乎非常好，但是仔细检查输入阻抗中实部和虚部与频率的关系会发现，他们随频率的变化而发散。有这种输入阻抗类型的晶体管要在整个频带内匹配几乎是不可能的，或者是非常困难的。

因此，可以得到一个非常重要的结论：选择内匹配RF功率晶体管时，输入Q值和阻抗随频率的变化都需要评估，而高的Q值或阻抗随频率大的变化都使器件的带宽受限。

2.2.4　MOSFET与双极晶体管的选择

当要求放大器的频带设计得非常宽时，仅有的可能是使用金属氧化物半导体场效应管（MOSFET），下面将详细讨论RF功率MOSFET管。RF功率MOSFET管的使用已超过20年，虽然大部分技术近5年才突破。除了在800～900MHz频段及更高频段的少数几个品种之外，MOSFET不使用内匹配技术。例如，2～175MHz、100～500MHz、30～90MHz频段这种带宽指标容易使人误解，因为所有这些管子都是非匹配MOSFET（和双极晶体管），只要稳定性能保持即可。MOSFET可以工作在直流，也能工作在指标的极限频率。只要记住，一般情况下，功率增益每倍频程下降5dB。不使用内匹配的MOSFET的输入阻抗比双极晶体管的输入阻抗高几倍，使用合适的电路设计，达到几个倍频程的带宽是很容易实现的。因为MOSFET本质上具有高的R _DS（on） ，而双极晶体管具有低的V _CE（SAT） 。MOSFET是高电压器件，其低电压性能受到对应的双极晶体管的挑战。

2.2.5　选择功率晶体管的其他考虑因素

功率放大器的效率和线性度一般取决于被放大信号的调制类型。在通信设备中，一般使用3种类型的调制方式：调频（FM）或调相（PM）、调幅（AM）和单边带调制（SSB）。FM是最简单的，对放大器件不要求任何线性度指标。事实上，整个放大链可工作在C类或任何不需要偏置电流的工作类别。低导通角的结果是改善了放大器的效率。FM是在低功率状态下，改变振荡器的频率，然后再将其放大。对FM发射机放大链的要求仅是需要器件有合适的功率增益，对后续级提供合适的驱动。有时，除了功率放大级以外，其他级都设计增益高出1～2dB，形成过驱动从而进入饱和。这样的结果使输出功率对功率增益的敏感度下降，减小了不需要的寄生调幅。图2－13是典型的放大链设计方案。驱动总的功率增益时，应该取Data Sheets上最坏情况下的数据值。

AM和SSB这两种调制方式都对放大器的线性度提出了要求。SSB在所有的调制系统中要求的动态范围最大，因为功率电平从理论上是从零电平变化到峰值电平。对动态范围的限制并不是半导体器件专有的，但与偏置及电路设计有关系。

两种类型的载波振幅调制被应用于固体放大器中，其中一种被称为低电平调幅，这种调制是在一级或多级低功率驱动级完成的，要求调制级线性且后面的每一级也都是线性的。这样设计以后，可得到100%的调制度，放大器必须对高达4倍的载波功率进行理想线性放大。A类驱动器的功率只为用同样晶体管的C类放大器的输出功率的30%，为满足载波功率，必须进一步回退400%。例如，如果具有100W的C类额定功率输出的晶体管工作在A类，则它的最大输出功率为30～35W，结果在载波电平上输出仅为7～9W。SSB也是如此，但在一般情况下，器件是根据峰值包络功率（PEP）来确定指标的。PEP和平均功率之间相差1～2倍。另外一种调制类型是所谓的高电平调制。这种调制仅仅工作在功率放大级，有时是在驱动级被调制，因此必须线性，而预驱动级可工作在非线性。半导体工业、军标对SSB线性度都有明确规定，可查阅有关资料。例如，在规定的输出功率电平下，双音互调失真指标为－35dBC。如果器件只有－30dBC，则输出功率必须回退。

除了声音信号的振幅调制系统外，还有视频振幅调制系统，这种振幅调制系统对功率放大器的线性度指标提出了更高的要求。低功率的视频放大器，即使功率高达100W，大部分还是工作在A类，以得到好的线性度和低的相位失真。不同的生产厂商提供大量的这种线性放大器产品。更大的输出功率是使用很多功率放大器合成的，输出功率电平可达到几千瓦。末级功率放大器总是工作在AB类，这是为了增加功率并提高效率。 ffepCiIoyeDqyhJ9+Dt9xGTsY95rKu4ru/2b1HtVWkgzyoxZE8KsYwQN1KCKzuEE