2.5　控制器开关电源设计

电源设计在嵌入式硬件中占有非常重要的位置。电源设计的好坏直接影响系统的稳定性。电源设计主要从两方面来做：电源电路设计和PCB布线设计。

嵌入式系统中使用的电源有线性电源和开关电源两种，各有优缺点。线性电源纹波干扰小，但容易发热，效率低，体积大；开关电源的优点是效率高，体积小，发热小，其缺点是纹波大，在精密测量方面需要考虑一些特殊因素。

以下先介绍普通常用的线性电源的设计，然后介绍开关电源的设计。

2.5.1　线性电源的设计

一般而言，早期的嵌入式系统主要采用5V供电，目前很多采用3.3V和2.5V及1.8V或者1.2V供电。例如，对于51单片机，一般用5V供电。

图2-17是最简单的稳压电路，输入是12V，输出是5V，采用的是LM7805稳压集成电路。

C1是输入滤波电容，C2是输出滤波电容，C3用于高频成分滤波。因为C2是电解电容，一般的电解电容内部是一圈一圈绕制而成的，其等效电路对高频分量滤波很差，而瓷片电容C3内部是两个金属片直接相对安置，对高频滤波效果比较好。如果不安装滤波电容，纹波将很大。C1可以不安装，前提是输入的12V直流电源内部有滤波大电容。而且外部电源到LM7805的引线比较短的情况，不过最好不要节省。这个电路对9V输入或者7.5V输入同样可用。其发热消耗的功率大致计算为 P =（输入电压-输出电压）×电流。输入、输出压差越大，效率越低，发热越厉害。例如，在输出电流为1A时，7.5V输入的发热约为2.5W，12V输入的发热是7W。这就需要加很大的散热器，否则会烧毁LM7805。另外，必须注意的是C1的耐压不能小于12V，必须高于12V多一些，以避免12V输入中的波动及交流峰值成分。可采用16V耐压的电解电容。耐压再高一点也能用，但是体积和成本都会上去，没有必要。C2则采用6.3V耐压的电解电容。C1和C2容量的选择是，输出电流越大，容量要相对加大。如果输出在1A以上，一般要采用1 000μF或者2 200μF的电解电容。若要进一步降低纹波，可在输出再加电感。

图2-18是输出加电感的电路，这是一个∏型滤波电路。

输出加电感能降低纹波，但是有一定的限度。如果输出电流过大，则电感的作用不但有限，而且直接影响输出电压，导致输出电压降低。因为电感内部有内电阻，因此电流在其上形成压降。

目前很多ARM的CPU都需要多组电源，如1.8V、3.3V和5V共存的系统。为此，电源的设计需要满足这些要求。图2-19是多组电源的电路例子，也是本书后面要介绍的PXA270开发板的图纸上电源部分。

图2-19中有4组电源，分别是5V、3.3V、1.5V、1.2V（注意，由于CAD软件原因，3.3V这里写成33V，其他同理）。5V是外部稳压输入，通过MIC29150-3.3生成3.3V电压，然后经过U16 AS1117-1.5V产生1.5V电压，经过U17 AS1117-ADJ产生1.2V电压。能否把U16和U17直接接到5V输入？可以，但由于压差原因，会发热。目前电路中的U15是TO-263封装，比较大，散热容易，而U17和U16采用SOT-223封装，散热差，但体积小。

2.5.2　开关电源设计基本原理

开关电源在嵌入式系统中的使用越来越多。一般的开关电源有两大类：升压和降压型。这里主要介绍降压型，降压型包括隔离和不隔离两种，下面重点介绍用得最多的不隔离降压电路。最简单的固定电压开关电源如图2-20所示。

图2-20所示的开关电源采用MIC4576-5.0固定稳压开关集成电路，D13是肖特基二极管，L3是电感，SW处于通断方式。当SW接通时，电流由SW流入L3，电感存储能量，同时电流也向C60和负载供电，当电压上升到一定程度时，FB反馈检测到，断开SW输出。当SW断开时，由于电感电流不能突变，电流维持原来的方向，D13导通，电感向负载释放能量，C60也释放能量，当电压降低到一定数值时，U14的FB检测到，内部开始开通SW。上面的过程重复进行。开关电源的优点是内部功率管处于开关状态，因此效率较高。

以上介绍的是固定电压的降压电路，有时需要特定的非标准电压，这时就要用到可调开关电源。

图2-21是可调开关电源，其基本原理与固定电压开关电源一样，但在FB端加了分压电阻R7和R9。分压电阻的具体大小需要按照LM2576-ADJ的说明书来选择，这里是10kΩ和4.7kΩ，输出为3.8V。

升压型开关电源在嵌入式系统中的使用也比较多，特别是有关LCD驱动部分，经常用到升压电路。图2-22是升压型开关电源。

U12是开关集成电路，输入为5V直流，输出是20V直流，驱动背光电路，主要用于手持设备上的LCD背光驱动。其工作过程如下：上电后，U12的1脚SW和2脚GND在内部接通，电流从VDD 5V经过L2到SW进入地。当C54的电压释放到一定程度时，反馈FB检测到，SW和GND之间的MOS断开，电感L2释放能量，电压极性是左负右正。这个电压和VDD 5V电压相加，出现在SW端，由于电容C49的电压不能突变，因此电压直接加到D6的左边，经过D6后出现在D6的右边。C54的作用是滤波。R46和R48是分压电阻，提供反馈取样。当FB的电压高于一定值时，SW导通，SW的电压接近0V，而电容C49的电压不能突变，原先是左正右负，现在左边相当于接地，右边为负压，通过D10向地释放电流，导致C49的右边电压接近0V，从而为下一次工作做准备。

图2-23是在图2-22的基础上修改形成的，可产生正负电压。

正电压部分的原理与图2-22相同，负电压的产生为：当U11的1脚SW和2脚GND内部导通时，C47原来的电压是上负下正，由于SW接近0V，电流从地流入C46，经过D2到C47然后到SW。C46上负下正。这个过程中C47处于放电状态。当SW断开时，电流从VDD 5V到L1到C47，到D4再到地，C47充电为上负下正，为下一周期的工作做准备。

下面介绍足疗机220V转24V和5V的开关电源设计。

开关电源的设计核心其实就是变压器的设计，许多朋友遇到非线性变压器就头疼，确实变压器的设计非常复杂，而且一般的理论设计和实际还是有差距的，要进行大量的测试、修正才能成功。因此，要做一个稳定可靠的开关变压器，不是打样一次两次就可以完成的。开关变压器设计不好可能引起磁饱和，最终导致高压功率MOS管爆炸，烧毁一次回路的整流管，引起强电线路跳闸！所以试验开关电源有一定的风险，要注意安全。在初次试验时，人员要远离开关电源，在远处上电，防止炸机。

开关电源的变压器计算在电力电子技术中有详细的讨论，不熟悉也不要紧，目前有软件可以协助设计，因此没有经验的朋友也能设计出符合要求的开关电源。美国PI公司的软件PI Expert就是一个很好用的工具。

2.5.3　用PI Expert设计足疗机的开关电源变压器

首先在Power Integrations公司的网站http://www.powerint.com/下载PI软件，安装完成后启动软件，如图2-24所示。

然后新建文件，在图2-25所示窗口中出现几个开关电源的关键选项。

此处“拓扑结构”是反激式，为固定选项。反激式在中小功率的开关电源上运用较普遍，其特点是结构相对简单，容易调试。“产品系列”，在此选择TOPSwitch。由于本产品的设计要求是电动机的额定输出电压为24V，电流为2A，电热丝的最大功率是12W，单片机的功率为毫瓦级，可以忽略，因此开关电源的总功率要大于60W，必须选TOPSwitch。当然，设计的最后我们只用到了变压器本身，不会用TOPSwitch元件，原因很简单，用了TOPSwitch肯定亏本。TOPSwitch对应的集成功率MOS的价格在10元左右，而用uc3842+4N60的价格是2元以内。根据输出功率的不同，TOPSwitch元件系列分为贴片和直插，输出功率大的采用直插封装，输出功率小的采用贴片封装。它是一体化的功率集成电路，不需要外加波形的激励。资料中介绍其具备完整的保护功能，可有效防止内部的功率MOS在异常情况下烧毁。但是，笔者在进行实验时依然有炸开的情况。“封装”，这里选择TO-220封装。此处选择和电源输出参数最接近的TOPSwitch开关元件的目的就是让变压器尽可能接近设计要求。

在图2-26中可以看到，“开关频率”选择了66kHz。还有一个选项是132kHz，区别是在相同输出功率下132kHz的变压器可以选择尺寸比较小的材料，材料成本便宜，还有就是绕组也可以减少差不多一半，因此变压器的价格比66kHz的低不少。如果和66kHz的有相同尺寸，132kHz的输出过载能力比66kHz的要强很多。但是，132kHz存在的问题是发热，在相同的输出功率下，132kHz的频率比66kHz的高一倍，其引起的功率MOS管发热也差不多高一倍。另外，由于频率的升高，功率MOS的吸收回路也发热严重，因此要按照输出功率、产品价格约束来综合考虑选用哪种方案。本产品的设计在样品阶段同时采用了两种方式做试验，最后发现发热的确是一个严重的问题，因此最终决定选择66kHz的方案。

“外壳”选项中有Open Frame 和Adapter两种，前一种是指开放空间，后一种是指密封盒子，其实考虑的就是散热问题，散热和变压器参数有密切的关系。在此选择Open Frame方式。

反馈类型有4个选项：初级电阻、初级稳压管、次级TL431、次级稳压管。前两种方式稳压效果不好，存在比较大的误差；后两种方式中TL431稳压精度高，一半都选择这种。不过稳压管方式也未尝不可，经过测试，稳压管方式可以在本产品上稳定工作。

接着进入下一步，如图2-27所示，选择输入方式。由于本产品是直接接在220V交流上的，因此选择交流默认85-265V选项，这样产品在110V和220V的国家都可以使用，有利于出口。

然后进入下一步次级输出参数设置界面，如图2-28所示。

单击“添加”按钮，在图2-29中可以设置电压、电流。一般而言，开关电源可以输出多个电压，如24V、5V、12V等。在本产品中，单片机用了5V电压，因此需要24V和5V两个电压，这样变压器就存在两个次级绕组。次级绕组增加后成本也增加了。因此只设计一个24V输出，5V的输出可通过78L05由24V降压获得。78L05的价格为0.2元，相比变压器成本的上升，节约了不少。

从图2-29中可以看到，我们设置的输出电压为24V、电流为2A，输出电压容差用默认的10%，也就是输出电压的动态范围为26.4～21.6V，如此大的电压降足以使电动机速度明显下降。如果减小电压容差，电动机速度能维持比较满意的水平，但变压器体积将变大，输入/输出整流的电容也变大。为满足成本约束，这里选用默认的参数。还有一个需要考虑的问题是足疗机的断续工作模式。从断续模式的波形图（见图2-5）和断续节拍表（见表2-1）可了解到，最短335ms电动机就要通断一次，这样冲击电流非常大，就不是普通的2A可以支撑的。因此，开关电源设计的最大难处就在于此。经过测试，冲击电流大约为6A，也就是说开关电源必须在短时间提供6A的冲击电流。要解决此问题，有以下方法可选择：

（1）开关电源的输出电流设置为6A，这样开关变压器就很大。

（2）适当增加开关电源的输出电流，然后加大输出电容容量，让其在短时间内提供冲击电流。

（3）适当增大开关电源的输出电流，让其在短时间内提供冲击电流，开关电源具有磁饱和的风险。

方法（1）导致成本增加，体积变大；方法（2）对短时间的冲击能够进行处理，针对电动机这种大功率器件，持续冲击工作模式效果不大；剩下的便是方式（3），让变压器承担风险。变压器在生产的时候，适当加大气隙，可以防止磁饱和。经实际测试，方式（3）是比较满意的方案，实际中并未出现磁饱和情况。最终的输出图见图2-30开关电源示意图。

由于最终在产品上不会用到TOPSwitch器件，因此有必要对图2-30进行修改。图纸左边是交流输入，首先经过熔丝F1和负温度系数的电阻RT1。在启动瞬间，由于电解电容容量大，会有比较大的冲击电流，RT1可以有效阻止冲击电流。正常工作时，RT1的电阻引起温度上升，RT1的电阻值开始变小，因此消耗的功率很小，不会发热。然后是C1进行EMI滤波，C1要选取耐压275V的。R1、R2的作用是放电，防止电源拔掉后C1的电无法及时放掉，人体触碰插头会被电击。放电时间的计算公式为0.707 RC ，将 R =2.2MΩ、 C =330nF代入，计算出 t =0.5s。L1主要用来过滤共模干扰，本产品要求不高，可以去掉。桥堆BR1整流后由C2滤波，整流管选用1A的就可以了，1N4007足够。电容在这里不需要用150μf、400V的，这个价格非常贵，不适合用在本产品中，选用33μf、400V的电容就可以了。功率MOS的吸收回路用了R3、R4、C3、VR1。

VR1对瞬间尖峰吸收效果明显，而R3、R4和C3用来吸收变压器初级开关管断开时的绕组感生电压。如果不吸收，电压会超过功率MOS的最大承受电压，击穿功率MOS管。经实际测试，VR1去除不会有太大的问题。C6也是用于EMI滤波。如果C6不接，可以正常工作，但用示波器观察，可发现尖峰干扰比较严重，经常出现单片机输入端口发生干扰、导致误动作的现象，因此必须加此电容。此电容是安规电容，与普通电容不同，它直接涉及人的安全。试想，如果电源输出是5V，通常可以直接用手去触摸，但如果电容C6发生故障，如短路会怎样？高压电就直接引到了低压端，非常危险。因此需要用安规电容。

D2是为偏置用的超快速整流管，D3为输出用的超快恢复整流管。这里必须用超快的，因为工作频率非常高，若用普通的快恢复管会存在较长的反响恢复时间，引起发热。C7和R8是吸收尖峰脉冲的。C8、C9、C10是滤波电容，C9、C10要选低ESR的电解电容，否则滤波的效果不好。它们和L2及C11构成了∏型滤波电路，在本产品中无须使用如此精细的滤波，因此可去掉L2和C11。R12和R13是反馈回路，分压计算为24× R ₁₃ ×1/( R ₁₂ + R ₁₃ )=2.49V，分压电压输出到TL431的控制端。TL431的内部原理可以用图2-31的功能模块示意。

由图2-31可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反向输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同向端）的电压非常接近VI（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管的电流将从1～100mA变化。当然，该图并不是TL431的实际内部结构，但可用于分析理解电路。

图2-32中TL431的阴极连接到光电耦合器，R9为限流电阻，R10和C12用于提高反馈电路的动态响应。

整个反馈电路的工作原理是：当输出由于某种原因升高时，分压电压超过2.5V，TL431阴极电流上升，光耦电流变大，这时有较强的反馈回到光耦的次级，控制芯片控制的PWM脉冲变窄，变压器次级输出的电压变低，回落到24V；当输出由于某种原因降低时，分压电压低于2.5V，TL431阴极电流减小，光耦电流变小，这时有较小的反馈回到光耦的次级，控制芯片控制的PWM脉冲变宽，变压器次级输出的电压变高，接近24V。

2.5.4　开关变压器的设计

变压器用的是铁氧体变压器，型号是EER28。由图2-33可以看出，EER28的最大功率可达到56.4W，但这是国外材料的标准，国内许多厂家的磁芯虽然型号也是这个，但参数偏离很大，要仔细挑选供应商。

在设计结果中，可以看到目前生成的变压器参数，如图2-34所示。

图2-34中的变压器设计得不错，考虑了高频的集肤效应，为了满足输出端达到2A的电流，次级用了4组绕组并联绕制。但此变压器在工作时初级的脉动较大，会引起吸收回路较大的发热。经过反复实验，调整初级绕组的绕制方法，形成如图2-35所示的变压器参数。注意，图2-34是在工作频率为132kHz的前提下，而图2-35则是工作频率为66kHz时的参数。初级绕组分为两个组，以三明治的方式绕制可以大大降低变压器的脉动，实际测试表明，吸收回路的发热量相当低。

图2-35是变压器尺寸和脚位的初步设计图，在进行PCB设计时会用到。它和图2-36一起最终确定了变压器PCB封装的制作。

图2-36是要发给变压器厂家的图纸，另外需要一起提供的图纸还有如图2-37所示的绕制结构图，以及绕组说明文件、变压器材料文件和电特性测试规格文件。

1．绕组说明文件

在左侧使用3.20mm边距（材料项[3]），在右侧使用3.20mm边距（材料项[3]）。

初级绕组：

从引脚4开始，使用材料项[6]绕21圈（×2线），在2层中从左向右。在第1层结束时，继续从右向左绕下一层。在最后一层上，使绕组均匀分布在整个骨架上。在引脚1处结束该绕组。

添加1层胶带（材料项[4]）以进行绝缘。

偏置绕组：

从引脚6开始，使用材料项[7]绕4圈（×2线）。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。使绕组均匀分布在整个骨架上。在引脚5处结束该绕组。

添加3层胶带（材料项[4]）以进行绝缘。

次级绕组：

从引脚8开始，使用材料项[7]绕5圈（×4线）。使绕组均匀分布在整个骨架上。 沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。在引脚9处结束该绕组。

添加2层胶带（材料项[4]）以进行绝缘。

磁芯装配：

装配并固定两半磁芯（材料项[1]）。

浸渍：

在材料项[5]中均匀浸渍，不要采用真空浸渍。

2．变压器材料

说明如下。

[1]：磁芯，EER28L，NC-2H (Nicera) or Equivalent，开气隙，使ALG为350nH/t。

[2]：骨架，Generic，6 pri. + 6s。

[3]：胶带，聚酯网胶带，宽3.20mm。

[4]：隔离带，聚酯薄膜（1mil轴向厚度），宽22.40mm。

[5]：浸渍。

[6]：磁线，24AWG，可焊接，双面涂层。

[7]：磁线，25AWG，可焊接，双面涂层。

3．电特性测试规格文件（见表2-3）

2.5.5　控制集成电路部分

前面提到过，为节约成本，采用UC3842的方案，见图2-38和图2-39。

UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8 个引脚，各引脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件，用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；③脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度，使电源处于间歇工作状态；④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定， f =1.72/( R _T × C _T )；⑤脚为公共地端；⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns，驱动能力为±1A；⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；⑧脚为5V 基准电压输出端，有50mA 的负载能力。

UC3842是一种性能优良的电流控制型脉宽调制芯片，该调制器单端输出，能直接驱动双极型的功率管或场效应管。其主要优点是引脚效应小，外围电路简单，电压调整率可达0.01%，工作频率高达500kHz，启动电流小于1mA，正常工作电流为5mA，并可利用高频变压器实现与电网的隔离。该芯片集成了振荡器、具有高温补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电流、输入和基准欠电压锁定电路及PWM锁存器电路。

UC3842是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比，在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。

该电路主要特点有：

●　内含欠电压锁定电路；

●　低启动电流（典型值为 0.12mA）；

●　稳定的内部基准电压源；

●　大电流推挽输出（驱动电流达 1A）；

●　工作频率可达500kHz；

●　自动负反馈补偿电路；

●　双脉冲抑制；

●　较强的负载响应特性。

更详细的资料参见UC3842 datasheet。

在本产品的设计中，UC3842的连接如图2-40所示。

图中，UC3842采用双闭环接法，内环为电流环，外环为电压环。

首先分析UC3842的启动电路。R5为上电开始时给UC3842提供的启动电阻，时间常数为0.707× R ₅ × C ₇ =1.4s，因此上电后有1.4s的延迟。假设辅助绕组由于某种原因没有提供电压给UC3842，上电后观察到的现象是变压器发出“噗、噗”的声音，然后在输出接一个发光管，可发现发光管突然亮一下，之后灭掉，如此反复。这时由于UC3842工作所需的电流比启动的时候来得大，R5是按照启动设计的，因此无法维持UC3842持续的工作电流。当启动后MOS管导通，变压器初级有电流，由于变压器初级和辅助绕组的绕向相反，因此与辅助绕组连接的D8截止。接着MOS管关闭，变压器中的能量要从次级释放。D6导通，向C7充电，进而向UC3842供电。UC3842正常供电电压是16V以上，因此将辅助绕组设计成输出电压为18V比较合适。R6和R27可防止开关电源进入危险区时自动进入间歇工作状态，起到保护作用。

24V输出回路的原理和辅助绕组一样，不再重复。

同时，反馈回路去掉了TL431，使用了24V的稳压管。

R26用于防止开关电源空载，开关电源空载带来的问题是变压器能量没有释放，会引起磁饱和，使开关电源不稳定。

UC3842的电压反馈工作流程为：当24V的输出电压偏高时，PC817的反馈加强，UC3842的2脚电压升高，由图2-39可知，误差放大器正端的电压内部固定为2.5V，当负端电压升高时误差放大器输出的电压变小，最终导致输出的6脚为低电平。C13是抗干扰用，R10可增强电源输出的动态响应。R9是误差放大器的反馈放大电阻，C8起微分作用，能在输出电压快速动态波动的时候加强反馈。PC817是非线性光耦，但其特性曲线接近线性，能满足开关电源的反馈要求。

UC3842的电流反馈工作流程为：R15为电流取样电阻，R13和C14构成了积分电路，电压进入UC3842的电流检测脚3引脚。在此用积分电路的意义是过滤MOS管上的尖峰电流干扰，防止其对UC3842产生影响。当MOS管电流变大时，UC3842的电流误差放大器反转，关闭功率MOS管的输出。例如，输出短路的情况下，因为电压环的反馈作用，MOS电流变大，试图维持输出电压稳定，经过几个周期后，电流越来越大，如果继续增大，则MOS管开始烧毁。因此电流反馈及时切断了输出，保护了功率MOS管。

R12和C10是定时电路，它和VREF连接，VREF为5V，定时电路控制了PWM的频率，改变电阻电容的数值可使PWM的频率不同，以适应诸如132kHz和66kHz的场合。

图2-41是UC3842死区时间、频率和电阻电容的关系，在设计开关电源时要仔细考虑。频率越高，变压器体积越小，但材料要求也越高，同时MOS功率管的开关损耗大，散热片大；频率越低，变压器体积越大，成本越高，但MOS管发热小，散热片小。应该按照综合成本进行设计。

由图2-42可知， R _T 大、 C _T 小，频率就低； R _T 小、 C _T 大，频率就高。 R _T 不能太小，否则会发热。

UC3842的输出R11是限流电阻，MOS管栅极在突然加电压时电容效应的存在使冲击电流增大，容易损坏UC3842内的输出管。R14用于防止MOS栅极在开路的情况下烧毁MOS管。栅极开路的情况经常存在，如PCB上MOS管的栅极到R11的连接线脱开。

至此，开关电源部分的原理设计全部完成。

2.5.6　开关电源的PCB设计

开关电源的布线非常讲究，下面先看图2-43 PI推荐的布局。

要注意最小化由漏极、箝位和变压器构成的环路区域，最小化由次级绕组、输出二极管和输出滤波电容构成的环路区域。引脚节点的连接应远离高噪声的开关节点（漏极、箝位和偏置）。

本设计的PCB布局如图2-44所示，变压器下方的电路板上开长条形的槽，防止高压部分的干扰对低压部分有影响。CV1是Y安规电容，不要用一般的高压电容代替。如果不装，则次级的高频干扰非常大，共模干扰对单片机构成干扰，会出现一些莫名奇妙的故障。Y安规电容分为Y1安规电容和Y2安规电容，Y1属于双绝缘Y安规电容，用于跨接一、二次绕组；Y2则属于基本单绝缘Y安规电容，用于跨接一次绕组对保护大地即FG线。安规电容是指用于以下场合的电容器：电容器失效后，不会导致电击，不危及人身安全。特别指出：作为安全电容的Y电容，要求必须取得安全检测机构的认证。Y电容外观多为橙色或蓝色，一般都标有安全认证标志（如UL、CSA等）和耐压AC 250V或AC 275V字样。然而，其真正的直流耐压高达5 000V以上。

PCB上要求焊盘尽量大，线尽量粗，开关管这样的强干扰器件要远离UC3842对干扰敏感的电路。变压器初级和次级之间的PCB要开槽，以减小通过PCB材料传导过来的感应电流。 bh/e9wgEdHfKeYKdl6D+uFkpBQU8KR5GPCYAKIAtKFpCDrTVYts7brPS0l/bMvSQ