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某PHY芯片的核心电压1.5V，要求从本芯片的I/O接口电源2.5V产生。如图2.22所示，PHY 芯片通过 CONTROL 引脚控制外部 PNP 型管的通断，以产生1.5V 电源。测试中发现，在1.5V电源上存在160mV纹波。
图2.22 PHY芯片电源的产生电路
【讨论】
根据芯片厂家的信息，该芯片已应用在许多成功的设计上，从而可以排除 PHY 芯片本身故障的可能。与厂家确认，PHY工作时，外部晶体管转换频率在1～100MHz频段内。
出于滤波的目的，本设计对 1.5V 输出电源采用了 LC 低通滤波器（L4 和 C1225），其谐振频率
，处于PNP型晶体管工作频带内，因此可能产生谐振，分析可得出结论，该纹波应主要来自谐振时产生的剧烈振荡。
本设计中，LC 滤波器的本意是为滤除高频噪声，显然设计没有达到应有的效果。仔细分析芯片资料得知，该电路的原理是，PHY芯片内部有一个LDO控制电路，该控制电路通过 CONTROL 引脚控制外部 PNP 型晶体管以得到 1.5V，内部控制电路和外部的 PNP 型晶体管共同构成了一个LDO电源，完全没有必要采用LC滤波器。改板设计中，将L4删除，使晶体管的集电极直接连接到1.5V输出，经测试，1.5V上纹波仅7mV。
某单板的1.8V电源有三个MAC芯片（MAC芯片：链路控制层芯片）作为负载，这些芯片主要分布于单板左侧靠近用户面板的RJ45接口侧。由于单板布局限制，1.8V电源模块只能布放于单板右侧，利用 PCB 内层信号层（第 7 层），铺一个电源平面将 1.8V 传输到单板左侧。每个 MAC 芯片最大工作电流为 1.8A。由于 1.8V 电源平面的传输路径比较远，为滤除其在传输过程中可能受到的干扰，在 1.8V 上分别作 PI 型滤波后再送到各个 MAC 芯片，原理图如图2.23所示。
图2.23 MAC芯片1.8V PI型滤波电路
PCB内层信号层的1.8V电源平面铺制如图2.24所示。
图2.24 MAC芯片1.8V电源平面分配
如图 2.24 所示，单板右侧的电源模块产生 1.8V（网络名为 P1V8），在信号层利用一个电源平面与 L3、L5 连接，经过 PI 型电路滤波后，产生 P1V8_MAC1 和 P1V8_MAC2，为MAC芯片供电。
经测试，P1V8_MAC1电压为1.67V，P1V8_MAC2电压为1.61V，不满足MAC芯片对1.8V电源的最小电压要求1.62V。
【讨论】
对于欠压问题，首先应考虑的是电源模块输出端。测量 P1V8 电源模块的输出端 A 点处电压，V A =1.83V，纹波电压17mV，满足要求。
测量P1V8电源平面传输路径上的B点电压，V B =1.77V。测量P1V8电源平面到达电感处的电压V C =1.77V，V D =1.70V。
可见，MAC 芯片处电源欠压的原因有两个：第一，P1V8 电源平面上的电压衰减；第二，电感L3和L5造成的电压衰减。
首先，分析P1V8电源平面上的电压衰减。检视PCB图，发现以下潜在缺陷。
（1）电源模块是插装式封装，其输出引脚到第7层的P1V8电源平面的连接，只用了一个过孔。电源模块输出的所有电流必须通过这个过孔才能到达第7层的电源平面，因此该过孔实际上构成了电流传输路径上的一个关键点。
过孔通流能力的计算将在第8章介绍，本设计中，每片MAC全速工作时的电流要求为1.8A，所以总电流要求为 3.6A，由通流能力计算可知，该过孔无法满足 3.6A 的通流，因此过孔成为瓶颈之一。
改进策略有两个。
① 策略 1： 采用花焊盘过孔代替普通过孔，如图 2.25 所示。花焊盘过孔本身是为加强波峰焊时的散热而应用的一种孔，在本例中，则是利用了花焊盘过孔横截面积远远大于普通过孔横截面积的特点，以增大其通流能力。
② 策略 2： 在表层电源模块输出引脚附近用一小块电源平面与输出引脚相连，在电源平面上增加数个P1V8的过孔，利用过孔与第7层的P1V8电源平面相连，因此除了原有的花焊盘过孔作为主要通流路径外，这些新增的过孔也增强了通流。在改板设计中，同时采用了策略1和策略2。
（2）PCB的内层第7层P1V8电源平面从A到B的路径存在电压衰减。该电源平面路径宽度为 550mil，铜箔厚度为 1oz（1.44mil），根据第 8 章介绍的电源平面通流能力计算方法，可计算出该路径的最大通流能力I max =6.1A。
两片MAC芯片的总电流需求只有3.6A，而A到B路径上通流能力是6.1A，即使降额30%也足以满足需求，为何出现了电压衰减？
查阅PCB图，发现在A到B路径上存在大量信号过孔和信号走线，如图2.26所示。
图2.25 普通过孔和花焊盘过孔
图2.26 路径上存在大量信号过孔和信号走线
图 2.26 截取自 PCB 设计图，是 A 到 B 路径的一部分，在左边有三个连续的过孔将该路径部分地阻断，中间则有两条信号线引入电源平面，将路径部分地阻断，因此有效路径宽度远远小于 550mil，在考虑过孔和信号线的因素后，有效路径宽度仅 180mil，根据第 8 章的相关公式，可计算得到I max 为2.75A，无法满足MAC芯片的电流需求。
改板策略：增加电源平面的路径宽度，并将原来引入电源平面的信号线挪到其他信号层，减少电源平面内的信号过孔，将有效路径宽度增加到510mil。
（3）B 到 D 的路径上有 0.07V 的压降，该部分路径宽度为 160mil，除去信号过孔的影响，路径有效宽度仅 95mil，根据公式，I max =1.75A，降额 30%后，最大通流能力仅 1.2A，无法满足MAC2芯片的电流要求。
由于该路径上的信号过孔属于关键信号，且周围的高速信号非常多，因此信号过孔不能挪动，且路径宽度也无法增加。查看PCB其他层后发现，可以在第15层信号层增加一个P1V8的窄平面。
改板策略：在B和D处各增加4个P1V8过孔，以便将P1V8从第7层引到第15层，在第15层，利用窄平面将B和D连接。采用该策略后，虽然没有加宽第7层的原有电源平面路径宽度，但在其他层新增了一条路径，所以同样提高了通流能力。在这个过程中，同样需要考虑过孔的通流能力。
（4）电感L3和L5上各有0.1V的压降。查看电感器件资料，额定电流为2.7A，足以满足MAC 芯片1.8A的需求。根据资料，该电感的最大直流电阻为0.088Ω，按照MAC 的最大电流 1.8A 计算，其压降最大可能达到 0.16V。因此可以判断在电感上的压降主要来自电感的直流电阻。
改板时，选择另一个系列的低直流电阻的电感，以进一步降低电感的压降。
【结论】
这个案例是 PCB 电源平面设计的非常经典的案例。电源平面一旦出了问题，只能通过改板予以解决，势必造成研发周期的推迟。
在电源平面设计中，需要考虑的因素非常多。由本案例的讨论部分可见，对电源平面的设计，往往需要结合一些经验公式。但需要提醒设计者的是，经验公式的前提都是基于比较理想的场合，如电源平面本身不受干扰等，在实际应用中，不会出现理想的情况，因此对于经验公式得到的结果，必须做一定的降额。
本案例是一个比较综合的案例，虽然不是完全与电感相关，但实际应用中所遇到的电源路径上的压降问题，许多都根源于电感的压降。因此，在电感应用于电源滤波电路时，除考虑滤波性能外，设计者还应考虑电感本身的压降。
在电容一节提到，电容的作用是通交流、阻直流。那么，是否存在需要通直流、阻交流的场合？以电源为例，DC/DC直流电源是通过不断地开、合MOSFET管以形成所需的电源电压。开、合的过程含有大量的交流分量，而这些交流分量是直流电源所不需要的。根据公式 Z=jωL，频率越高，电感阻抗越大，反之，电感阻抗越小。因此电感天生具有通直流、阻交流的功能，即电感的作用之一是通直流、阻交流。
电感是用外表绝缘的导线绕制而成的、电磁敏感的线圈。当线圈中通有电流时，线圈周围会产生磁场。当电流变化时，线圈感应出电动势，以产生与电流方向相反的感应电流，阻碍这种电流的变化。因此，电感的作用之二是，阻碍电流的变化，保持器件工作电流的稳定。
电平状态高速变换的信号，往往寄生有大量的高频谐波，这些谐波是影响电路工作的噪声。在电路设计中，需要构建低通滤波器滤除这些高频噪声。根据电路原理，低通滤波器往往基于电感和电容构建。因此，电感的作用之三是滤波。
根据电感的应用场合，可将电感分为高频信号用电感、一般信号用电感和电源用电感 [6] 。从器件资料上，需要得到以下关键信息：
· 电感值
· 直流电阻
· 自谐振频率（Q最大时的频率）
· 额定电流
以下就不同类型电感进行具体分析。文中所列举的参数主要取自电感器件厂家 TDK 的相关资料。
高频信号用电感主要用在射频信号上。
1）主要参数
① 电感值范围：0.6～390nH。
② 直流电阻：有多种直流电阻可供选择。一般而言，电感值越大，其对应的直流电阻也越大。
③ 自谐振频率：可以高达12GHz。电感值越大，其对应的自谐振频率往往越小。
④ 额定电流：几十毫安到几百毫安。电感值越大，其对应的额定电流往往越小。
2）应用特点
电感值和自谐振点与工作频率的关系如图2.27所示。
图2.27 电感值和自谐振点与工作频率的关系 [6]
从图 2.27 可知，工作频率小于谐振频率时，电感值基本保持稳定；但一旦工作频率超过谐振频率后，电感值将会迅速增大，不过，若频率继续增大并达到一定程度后，电感值又会迅速减小（减小的这个过程没有在图2.27中体现）。
在应用中，应选择谐振频率点高于工作频率的电感。
对于高频信号用电感而言，谐振频率点一般在1GHz以上，因此该类电感可支持很高的工作频率。
一般信号用电感主要用在高速信号上。
1）主要参数
① 电感值范围：0.01～1000μH。
② 直流电阻：有多种直流电阻可供选择，电感值越大，对应的直流电阻也越大。一般信号用电感，其直流电阻比高频信号用电感和电源用电感大一些，最小的直流电阻一般为100mΩ，大的可达到几欧姆。
③ 自谐振频率：几十兆赫兹到几百兆赫兹。电感值越大，其对应的自谐振频率越小。
④ 额定电流：几毫安到几十毫安。电感值越大，其对应的额定电流越小。
2）应用特点
从图 2.28 可知，工作频率低于谐振频率时，电感值基本保持稳定；但工作频率超过谐振频率后，电感值将会先增大，达到一定频率后，将迅速减小。
图2.28 一般信号用电感电气特性 [13]
从阻抗频率曲线图可知，工作频率低于谐振频率时，电感器件表现出电感性，阻抗随着频率的升高而增大；当工作频率高于谐振频率时，电感器件表现出电容性，阻抗随着频率的升高而减小。
因此，在应用中，应选择谐振频率点高于工作频率的电感。
对于一般信号用电感而言，谐振频率点一般在几百兆赫兹之内，该类电感也是高速电路设计中最常用的电感。高速设计中的板间互连信号，纹波比板内信号大，可以使用一般信号用电感加以滤波。
设计中需要注意，高频信号用电感和一般信号用电感额定电流都比较小，而直流电阻相对较大，不建议用于电源滤波。
电源用电感主要用在电源电路中。
1）主要参数
① 电感值范围：1～470μH。
② 直流电阻：有多种直流电阻可供选择，电感值越大，其对应的直流电阻也越大。最小的直流电阻一般为几毫欧，大的有几欧姆。
③ 自谐振频率：几十兆赫兹到几百兆赫兹。电感值越大，其对应的自谐振频率越小。
④ 额定电流：几十毫安到几安。电感值越大，对应的额定电流越小。
2）应用特点
从图 2.29 可知，工作频率低于谐振频率时，电感值基本保持稳定；但工作频率超过谐振频率，电感值将会先增大，到一定频率后，又迅速减小。
在应用中，应选择谐振频率点高于工作频率的电感。
对于电源用电感而言，谐振频率点一般在几十兆赫兹之内，该类电感是高速电路设计中电源滤波最常用的电感。
3）注意事项
为电源滤波选用电感时，需要注意以下几点。
① 电感与电容组成低通滤波器时，电感值是一个很关键的参数。电感器件资料标称的电感值，是工作频率低于谐振频率点的值，如果工作频率高于谐振频率，则电感值将会随着工作频率的升高而急剧减小，逐步呈现电容性。
② 电感用于电源滤波时，需要考虑由于其直流电阻而引起的压降。
③ 用于电源滤波时，电感的工作电流必须小于额定电流。如果工作电流大于额定电流，电感未必会损坏，但是电感值可能低于标称值。
以上就多层式磁屏蔽电感的三种类型进行了仔细讨论。除了多层式磁屏蔽电感，常用的还有绕组式电感等，种类虽多，但分析方法都是类似的。
设计中需要注意，电感选型时，首先需要根据设计需求选择对应类型的电感。例如，在高速信号线上使用的电感，应该重点考察其 Q 频率特性曲线；为电源滤波使用的电感，应重点考察其直流电阻、额定电流等参数。在确定好电感类型后，再根据设计的具体需求，结合电感的特性曲线，在该类型中选择合适的电感。
图2.29 电源用电感电气特性 [14]
理解要点：
① 电感与电容构成低通滤波器时，需要注意防止噪声频率点与谐振频率点重合，以免共振。
② 电感串联在电源电路中，需考虑电感器件的压降。
③ 针对设计需求，选择类型适合的电感。信号线上使用的电感，重点考查其品质因数频率特性曲线；电源电路上使用的电感，应重点考查其直流电阻、额定电流等参数。