1.3　天基监视雷达

天基监视雷达是当代研制难度最大的雷达，它的任务是对地球进行大范围的监视，完成对多目标的探测和跟踪。它所观察的对象包括空中动目标（如太空中的卫星、弹道导弹、战略轰炸机、作战飞机、巡航导弹）、地面动目标（如地面上行进的坦克、车辆及海面上的舰船）和地面固定目标（如对地面观测成像）。因此，天基监视雷达是一种多功能雷达，它应具有AMTI工作方式、GMTI工作方式和SAR工作方式。

1.3.1　天基监视雷达的作用

（1）弹道导弹的特点是射程远、速度快、威力大。洲际弹道导弹的射程可达上万千米，具有7km/s的速度，并可携带核弹头。防御它的第一步是探测到它，而且发现越早越有利于防御，给下一步反导提供更多的预警时间。地面预警雷达威力再大，也只有当导弹飞行高度超过地平线时，才有可能探测到。为了防御从北方进攻的导弹、尽早发现目标，美国的弹道导弹防御系统把预警雷达推前布置，把雷达阵地几乎放在北极圈，推前了几千千米。尽管如此，雷达探测目标还是受地球曲率的限制。对于射程上万千米的洲际弹道导弹，最多只能提供大约15min的预警时间。

雷达以卫星为平台情况就不同了，这样能站得高看得远，大大地扩展探测范围；而由多个卫星平台组成一个覆盖全球的雷达网，可实现导弹一离开发射架就被发现，可提供和导弹飞行全程时间一样的预警时间，而且可以全程跟踪观测，是一种十分理想的预警手段。

虽然卫星平台上可以装载红外传感器，可以实现导弹一发射就被发现，但导弹的助推火箭关机后没有了热源，红外传感器工作有困难，不能实现导弹飞行全程跟踪观测。

（2）由多个卫星平台组成星座，实现对全球覆盖，能快速截获空中运动目标。由于是从上往下观测，更有利于发现隐身飞机和巡航导弹这样的小目标。隐身飞机是对雷达的一大威胁，因为目标RCS变得很小，使雷达很难发现，即使发现了，目标差不多又飞临头上，来不及采取防御措施。美国B-52飞机的RCS是100m ² ，而隐身飞机F-117物理尺寸与B-52差不了多少，RCS仅为0.025m ² ，相差达4000倍。如果一部雷达对B-52的探测距离为100km，则对F-117的探测距离约为10km，由此可见隐身目标对雷达观测的影响。但目标隐身是有方向性的，即后向散射（地面雷达观测方向）是隐身的，但在其他方向（特别是飞机上方），其隐身能力变差，甚至是不隐身的。天基监视雷达正是从上往下观测空中目标的，所以有利于探测隐身目标。

（3）天基监视雷达具有发现地面运动目标和海面舰船目标的功能，这样可以实现对敏感地区战场情况的侦察，及时掌握战场态势，以便作出决策。

（4）天基监视雷达具有对地面和海面目标成像功能，可以大面积掌握地面和海面情况。

（5）天基监视雷达通过观测能够精确地确定目标的位置，以引导火力装备的瞄准和精确打击。

（6）天基监视雷达可以为部队作战提供支援性措施，如气象观测、空中交通管制等后勤保障服务。

天基监视雷达运行在太空中预定轨道上，与地面雷达或机载雷达有显著的差别。

1.3.2　天基监视雷达的特点

天基监视雷达是从太空向地球探测的，会遇到复杂的环境问题。针对不同的环境因素，雷达需要采取相应的措施，以保证其能正常工作。因此，雷达也就变得十分复杂。

天基监视雷达遇到的环境问题有：高低温度变化范围大、真空环境且环境条件并非常数（随时间、地点不同而变化）。从地面至500km高空，大气密度降低12个数量级；压力降低10个数量级，高真空可达10 ^-10 Pa（高轨）、10 ^-5 ～10 ^-7 Pa（近地低轨）；太阳照射时，温度可达150℃，而在太阳照射不到时，温度会低到-150℃。如此大的温度变化范围，对天基雷达工作和所用的材料都是巨大的考验。

1.热环境效应

环境温度变化会引起天线结构变形，使得天线增益下降。图1.3.2.1给出了当误差相关间隔远大于波长时，变形 ε 引起的随机相位误差所产生的结果。

从图中可以看出，约1/10波长的变形，就可以产生2dB的增益下降。因此，对于尺寸为50m的平面相控阵天线，工作在波长10cm时，如果要保证天线增益下降不超过2dB，那么阵列平面的均方根变形必须小于1cm；如果阵列工作波长为3cm，则阵列平面变形要小于3mm。

文献［1］介绍了在同步轨道上的21.34m直径的抛物面反射体的热变形，并在钛和石墨复合材料间进行反射体特性比较。一般，相同性能的反射体天线的容差比相控阵天线要严格得多。图1.3.2.2给出分析结果，在给定均方根误差为0.076cm时，石墨复合材料的性能更优越。如果此误差是波长的1/50，那么天线就可以在3.8cm波长上很好地工作。

在设计天基监视雷达天线时，可以通过选择合适的材料，使变形比允许的变形低。图1.3.2.3给出了直径为71m的空馈天线的增益损耗与变形（以波长计）的关系。可以看出，当扫描角为20°时，若变形为5个波长，则增益下降1dB。

2.辐射环境的影响

天基监视雷达处在太空环境中，它还存在宇宙射线和太阳耀斑的高能粒子照射问题。该问题会使雷达中电子元器件性能下降或工作状态变化，甚至使元器件损坏。为了保证雷达电子线路在高能粒子照射下正常工作，需要采用抗空间辐射加固技术，如增加屏蔽层厚度、改进电子元器件的生产工艺，以满足抗辐照性能要求。

天基监视雷达电子设备由于受到辐照粒子的作用，引起表面电荷积累，不等量带电形成强静电场而引起放电，将会造成天线定向失灵，数字电路逻辑紊乱，部件和材料性能变差，飞行器表面污染，开关转换失灵。美国在1971—1986年期间，39颗卫星故障，静电放电引起的故障占13.53%。因此，对此要引起足够重视，解决的办法主要有利用互联电缆屏蔽或用滤波器连接器实现整机保护。对设备内部的局部保护可采用改善接地方式、接口电路滤波及选择稳定电路等方法。

另外，雷达天线是处在空间等离子体的包围之中的，静电荷在大面积的天线积累，这是需要解决的特殊问题。因此，天基监视雷达必须设计为具有合理的太空自然环境寿命。这种环境是轨道高度的函数，当卫星处在中高轨道时（要避开约3200km的范阿伦内辐射带和高度约为14 400～19 200km的范阿伦外辐射带）辐射对天基监视雷达电子设备的影响，是卫星内部组件固有的防辐射能力和所用防护罩厚度的函数。图1.3.2.4绘出了350～6500海里高度内的轨道上的卫星所经受的总辐射剂量与其使用铝防护罩厚度的关系。从图中可看出，天基监视雷达的T/R组件、元器件防辐射的技术条件，需要达到能防总剂量5×10 ⁵ 拉德（rad）才合适。对工作在多个可选择的轨道上、在自然环境中要执行多种任务的天基监视雷达而言，这样的防辐射能力是足够的。

3.电离层的影响

地球上空约60km至上千千米是电离层，电离层中电子密度是不均匀的，而且随时间（日、季节和太阳周期等）、地球位置（极区、极光带、中纬度及赤道）和太阳活动（太阳光斑等）的变化非常大，是一种很复杂的介质。雷达信号在这样的介质中传播，会出现多方面的影响，包括衰减、相移、时延、色散、极化旋转、折射和多径效应等。对雷达信号检测最主要的影响是信号的幅度和相位闪烁，它会影响雷达信号的相参积累。天基监视雷达要探测的都是远距离的“下视”目标，一般信号噪声比很小，需要通过相参积累提高信噪比检测目标。电离层的存在会影响信号的相参积累，这是值得重视的一个问题。虽然可以通过选择雷达的工作频率来解决这一问题，例如，工作在L波段的信号，由于电离层的影响，其相参积累时间不大于0.2s，而对于工作在C波段或更高频段上的信号，其相参积累时间不受电离层影响，看上去似乎只要提高雷达的工作频率就能克服电离层的影响，但是问题不那么简单。雷达信号传播不仅要通过电离层，而且还要通过大气的对流层，对流层对雷达信号的影响主要是吸收衰减，信号的频率越高，吸收衰减越严重。因此，选择雷达的工作频率时，要折中考虑。本书后续章节将对电离层环境进行详细讨论。

4.杂波影响

天基监视雷达对地探测，天线波束有时不可避免地要打地，如图1.3.2.5所示。若波束照射到地面，则产生地杂波；若波束照射到海上，则产生海杂波。无论是地杂波还是海杂波，都比要探测的目标强得多。杂波严重影响对目标的检测，因此天基监视雷达必须考虑如何在强杂波干扰中检测目标。

图1.3.2.5说明了天基监视雷达在杂波中检测问题，雷达天线波束指向下方，在地球上产生主波束脚印（也有称足印），被探测的目标在脚印范围内。为了探测目标，一方面通过增加功率提高信噪比，另一方面就是要对杂波进行抑制。关于杂波抑制问题将在后续章节中叙述。

天基监视雷达不但要探测空中动目标，还要探测地面动目标，而且还要观测静止不动的目标。因此，它观测的目标既有速度在7km/s以上的卫星和弹道导弹，也有速度为音速的飞机和巡航导弹，还有慢速的坦克、地面车辆和海面舰船，以及地面上的固定目标。雷达要观测速度变化范围如此大的各类目标，无论是信号设计还是处理方式，都会变得复杂。

另外，所要观测目标的大小变化很大，导弹和隐身飞机的RCS只有零点几平方米甚至更小，一般飞机为几平方米到上百平方米，坦克为十几平方米，而舰船的RCS可达几千平方米。这样大的目标RCS变化，给雷达提出了特殊的动态范围要求。

雷达的作用距离远，目标数量大，观察空域广。低轨卫星的轨道也有上百千米，雷达要对整个地球进行观测，因此很容易理解上述特点。

天基监视雷达要通过通信网络进行卫星与地面、卫星与卫星之间的数据传输。由于数据量巨大，要求更大带宽的数据链。预计通信带宽要比当前能力提高3个数量级，卫星间及地面设备整个系统定时精度要精确到纳秒量级。

卫星发射耗资巨大，雷达本身造价也很高。雷达上天以后，一旦出现故障无法维修，只有报废。所以，对雷达可靠性的要求十分苛刻。

严格的质量和体积限制，对天基预警雷达具有特殊的意义。

卫星上的初级电源十分有限，在有限的能源下，要求雷达有高的性能。例如，最关键指标雷达的作用距离至少要有上千千米。由于能源的限制，雷达的发射功率不可能做得很大，能源与指标要求之间的矛盾十分突出。解决的办法是开源节流，节约能源、提高效率是非常重要的措施。一般雷达发射机的效率为20%左右，而天基监视雷达发射机的效率要达到70%以上。

1.3.3　概念和要考虑的问题

天基监视雷达与地面雷达、机载雷达及船载雷达相比有很大差别，无论是承载雷达的平台本身、系统工作环境、雷达工作特点，还是结构工艺要求，都与其他类型雷达有本质差别。

1.卫星轨道的选择

设计天基监视雷达，首先确定卫星的轨道高度和所要观测的目标大小，然后再确定能可靠检测目标所需功率孔径积。因此，可见卫星轨道参数对天基监视雷达设计的重要性。

卫星轨道按形状分，有双曲线、抛物线、椭圆和圆几种。对于天基监视雷达首选的是圆轨道，其优点是对地面观测能提供均匀的覆盖及对目标检测所要求的功率孔径积不变，再者是圆轨道要求实现全球覆盖所需的星座规模最小。

卫星轨道按高度分，有地球静止轨道（Geosynchronous Earth Orbit，GEO）、低轨道（LEO）（轨道高度在1000km以下）、中轨道（MEO）（轨道高度为1000～20 000km）、高轨道（HEO）（轨道高度在20 000km以上）。

卫星轨道还有其他几种分法，若按轨道面倾角分，则可分为极地轨道（倾角为90°）、赤道轨道（倾角为0°）和倾斜轨道（倾角在0°和90°之间）。

卫星轨道还可按卫星同地面上任意一点的相对位置关系进行区分，如地球同步轨道、太阳同步轨道等。

除了执行特殊任务外，一般卫星轨道选择高度不会低于400km，因为在太低的轨道高度上地球的大气阻力会影响卫星的工作寿命。

卫星的轨道越高，提供的视野越大，要实现全球覆盖的卫星数目就越少。轨道高度低于800km，要求实现全球覆盖的卫星数目就会迅速增加。

另外，卫星轨道也不应该选择在高度为3200km和14 400～19 200km附近，因为这两个高度分别对应着范阿伦（Vam Allen）内、外辐射带。为了保护卫星上的电子设备，较强的辐射要求更严格的屏蔽，而更大的质量则要求更高的发射费用。

为了对卫星轨道建立必要的概念，这里对卫星轨道进行简单描述。卫星运动的机理是牛顿运动学三定律和万有引力定律。当卫星按一定的空间位置和速度绕地球运动时，离心力正好与卫星和地球间的万有引力相平衡。在没有其他外力作用下，这一运动就不会停止。卫星运动的位置轨迹就是轨道。

对于天基监视雷达，卫星轨道选择要考虑的具体参数有：卫星轨道周期 T 、速度 v _SBR 和高度 H _Orb 。沿圆轨道绕地球飞行的卫星速度为

式中， r 为卫星到地球中心的距离，地球半径 R _Ear =6372.797km， r = R _Ear + H _Orb ； μ 为引力常数与地球质量的乘积， μ =3.983 9×10 ⁴ m ³ /s ² 。

卫星轨道周期为

式中， v _a 为卫星远地点的速度； v _p 为卫星近地点的速度。对于圆轨道，有 v _a = v _p ，所以圆轨道上卫星周期 T _c 为

式中， v _c 为圆轨道上卫星速度。

表1.3.3.1列出了圆轨道上卫星的速度和周期的计算结果。

2.卫星星座

在天文学中，星座是指对整个天空中恒星的区域划分。国际天文学联合会将全天恒星划分为88个星座。星座是由多颗星构成的。

对于天基监视雷达，要实现对整个地球的连续监视，特别是对空中动目标的监视，对数据率要求很高，需要10s左右的数据间隔，单颗卫星是无法完成这样的任务的。对于卫星轨道高度 H _Orb =1000km的卫星，其轨道周期为100min左右，如果它运行的第一圈的某一时刻是在北京上空，那么由于地球自转的原因，在它运行第二圈的对应时刻，它可能是在西安上空。而两次观测同一地点的时间间隔，差不多是24h，远大于10s。为实现对地球的全覆盖，特别是能对动目标的连续监视，要由一群卫星按一定的规律分布在不同的轨道上，构成一个星座。星座内卫星的数量多少与卫星的轨道高度密切相关。轨道高，卫星上的雷达视野宽，星座内的卫星数量少；反之，星座内的卫星数量多。图1.3.3.1给出了实现全球覆盖所需的卫星数量与卫星轨道高度的关系。

星座的分类如下。

（1）按地域和时间要求划分，有全球连续覆盖星座、特定地区连续覆盖星座、全球间隙覆盖星座、特定地区间隙覆盖星座。

（2）按轨道高度划分，有低轨星座、中轨星座和高轨星座。

（3）按轨道形状划分，有圆轨道星座和椭圆轨道星座。

（4）按覆盖重数划分，有单重覆盖星座和多重覆盖星座。

对星座的具体要求，由其所担负的任务决定。轨道越高，组成星座的卫星数越少；圆轨道星座用于全球覆盖，椭圆轨道星座用于特定局部地区覆盖；用于对地观测和电视广播，单重覆盖星座已能基本满足要求，而对于通信和导航定位任务，则要求多重覆盖星座。在有些特定的应用背景下，也可能是组合星座，如高轨道卫星与低轨道卫星的组合、圆轨道卫星与椭圆轨道卫星的组合等。

星座的设计原则是，先依据任务要求确定星座类型，再确定轨道参数和组成星座的卫星数。具体星座设计问题将在后续章节中详细论述。

3.天基监视雷达与地球的相对位置关系

天基监视雷达与地球的相对位置关系如图1.3.3.2所示。

在图1.3.3.2中，卫星轨道高度为 H _Orb ；圆轨道运行，速度为 v _SBR ；雷达天线波束指向控制位于轨道面内（方位角为0°），擦地角为 φ _Gra ；雷达与擦地点间的距离为 R ；角 θ 为下视角； A 点称为星下点；角 φ 为地心角； R _g 为地面距离，即星下点到擦地点间的距离。

天基监视雷达与地球的相对几何关系如下。

1）擦地角 φ _Gra 与下视角 θ 的关系

式（1.3.3.4）说明擦地角与下视角和卫星轨道高度的关系。下视角越小，卫星轨道高度越高，擦地角越大。

2）擦地角 φ _Gra 与地心角 φ 和下视角 θ 的关系

3）雷达与擦地点间的距离 R 与 φ 、 θ 的关系

4）星下点到擦地点间的距离 R _g 与 φ 的关系

5） R 与 H _Orb 和 R _g 的关系

式（1.3.3.8）说明雷达到地面上的斜距与卫星轨道高度和地面距离（星下点到擦地点间的距离）的关系。对于不同的卫星轨道高度，由式（1.3.3.8）绘出的曲线如图1.3.3.3所示。

6） φ 与 H _Orb 和 φ _Gra 的关系

式（1.3.3.9）说明地心角与卫星轨道高度和擦地角的关系。由式（1.3.3.9）绘出的曲线如图1.3.3.4所示。

7） φ _Gra 与 R _g 的关系

因此，擦地角为

由式（1.3.3.10）对不同的卫星轨道高度绘出的 φ _Gra 与 R _g 的关系曲线如图1.3.3.5所示。

8） R _g 与卫星轨道高度 H _Orb 的关系

按式（1.3.3.7）

R _g = R _Ear φ

把式（1.3.3.9）代入上式，得

当 φ _Gra =0时，式（1.3.3.11）出现最大值，即

式（1.3.3.12）表示当卫星轨道高度一定时雷达能观测的地面距离最大值。 R _gmax 与卫星轨道高度 H _Orb 的关系如图1.3.3.6所示。

上述天基监视雷达与地球的相对几何关系式，在分析雷达性能与考虑雷达工作方式时有用。

4.天基监视雷达的对地观测覆盖

对地观测覆盖是指雷达能观测的地球表面的范围，它是雷达对地观测中的一项重要指标。雷达对地球的覆盖范围是一个以星下点为中心的球冠，球冠的大小主要取决于卫星轨道高度 H _Orb 和雷达允许的下视角 θ ，或雷达观测允许的擦地角 φ _Gra 。卫星轨道高度 H _Orb 大，雷达工作的下视角 θ 大，擦地角 φ _Gra 小，则观测范围即雷达覆盖面积就大。但是，天基监视雷达是在地杂波（或海杂波）背景下探测目标的，卫星星下点方向，即卫星垂直地面的方向，地杂波很强，雷达无法进行目标探测。因此，雷达在星下点方向的一个小范围内，存在一个星下盲区。天基监视雷达的覆盖实际上是一个地球表面的球圆环，如图1.3.3.7所示。覆盖面积的大小受最大、最小擦地角和卫星轨道高度限制。图中球台的侧面积为

式中， R _Ear 为地球半径； H _Orb 为球台的高度。从图中的几何关系可以得到

把式（1.3.3.14）代入式（1.3.3.13），得到雷达的覆盖面积为

式中， φ _min 为最大擦地角 φ _{Gra_max} 对应的地心角； φ _max 为最小擦地角 φ _{Gra_min} 对应的地心角。

5.杂波

杂波（地杂波或海杂波）对天基监视雷达的探测性能有直接影响，来自地球表面的雷达回波信号和来自目标的雷达回波信号，一起经雷达天线进入雷达接收机，因此杂波的强弱将直接影响雷达对目标回波信号的检测。所以，设计天基监视雷达的最基本考虑是如何在杂波背景下检测目标的回波信号，为此必须对杂波有充分的了解。

图1.3.2.5说明了天基监视雷达的检测问题。雷达的天线波束指向下方，在地球上产生一个天线主波束脚印，被探测到的空中运动目标位于脚印的范围内。雷达天线波束照射地球表面的相当大的面积，将产生很强的杂波。因此，为了能检测目标，一是要增加雷达的功率孔径积，再者就是雷达要对杂波进行抑制。

下面讨论表面的后向散射系数 σ °。雷达接收到一小块表面的反射功率为

式中， P _av 为平均发射功率； G 为雷达天线在表面方向上的增益； σ °为表面的后向散射系数； A _c 为表面面积； R 为到表面的距离。

表面的后向散射系数 σ °乘以表面面积 A _c 的乘积，就是该表面的RCS σ _c ，即

表面的后向散射系数 σ °是表面面积微小增量Δ A 对应的RCS。 σ °可表示为三项因子的乘积，即表面的几何面积、反射率和方向性。几何面积是增量面积Δ A 在垂直于雷达视线方向上的投影。反射率是表面散射能量与雷达截取能量的比值，它与表面的导电情况、介电常数和表面上物体的性质有关。表面面积方向性是向雷达方向散射回去的能量与假设为均匀散射的情况下向雷达方向散射能量的比值。这一比值与入射角 θ 有着密切的关系。图1.3.3.8所示为入射角 θ 的定义。表面面积 A _c 在垂直于雷达视线方向上的投影面积，随着 θ 的增大而减小。当 θ =90°时，投影面积为0，即 σ °=0。为了消去 θ 变化的影响，令 σ °除以cos θ ，得到归一化后向散射系数，即

表1.3.3.2列出了当入射余角为10°、信号频率为10GHz时，不同地形表面的后向散射系数和归一化后向散射系数。

通常，表面的后向散射系数 σ °与表面的粗糙程度、入射余角、雷达信号频率及信号极化有关。图1.3.3.9所示为表面的后向散射系数与入射余角的关系，图中曲线只能说明大致趋势。

当入射余角很小（＜ θ _c ）时，即在接近擦地角的区域内，后向散向系数随入射余角的增大而迅速增加；当入射余角接近90°（＞ θ ₀ ）时，后向散射系数增加更为迅速；中间是平坦区，后向散射系数变化不明显。若需要较准确地确定表面的后向散射系数，则可以根据不同的表面属性和不同的频率及极化，查阅有关的曲线图。图1.3.3.10所示为地杂波与海杂波的 σ °平均极限值与入射余角的关系。

杂波后向散射系数与频率的关系为

一般， σ °与频率的关系在 λ ⁰ 和 λ ^-1 之间，可认为它们是两个界限，如图1.3.3.11所示。

杂波后向散射系数 σ °与信号极化的关系，要针对不同情况进行讨论。对于VV极化，式（1.3.3.19）中 n =1，即 σ °∝ λ ^-1 ，这个模型对各种地形都有想当好的一致性。VV极化表示发射信号是垂直极化，接收也是垂直极化。对于HH极化， n =0～3/2， σ °∝（ λ ^-3/2 ～ λ ⁰ ）。H H极化表示发射信号是水平极化，接收也是水平极化。

不同的地形具有不同的 n 值。例如，对于沙漠、小山、农田等， n ≈1；对于城市、乡村等， n =0；对于沼泽地， n ≈1.5。

对于均匀地形， σ °在垂直极化情况下的值大于在水平极化情况下的值，两者差可达10～15dB。对于不均匀地形， σ °与极化的关系不是很大。

表1.3.3.3至表1.3.3.7列出了不同波段杂波、不同擦地角（或入射余角）、不同地形的 σ °的典型值。

表1.3.3.3至表1.3.3.7分别列出UHF波段、L波段、S波段、C波段、X波段雷达水平极化电磁波的杂波 σ °的典型值。对于垂直极化波，在小擦地角区域，UHF波段的 σ °值比表1.3.3.3所列的水平极化值增加10～15dB。在X波段小擦地角区域， σ °值要增加0～3dB。擦地角在60°附近时，垂直极化波与水平极化波有相同的 σ °值。对于森林区域或城市，垂直极化杂波比水平极化杂波小3～5dB。

除了地杂波、海杂波以外，还存在气象杂波，这种杂波也称为体杂波。对于体杂波，雨是雷达的主要杂波源，其后向散射取决于降雨云团的大小、下雨等级和电磁波频率。它与频率约为4次方关系，所以X波段雨杂波的反射率比L波段的大40dB。因此，较高频率的天基监视雷达主要考虑雨杂波的影响。

6.天基监视雷达杂波频率与最小可检测速度

天基监视雷达是随着卫星速度在移动的，它工作时与地面固定雷达的最主要的区别在于：一是它要对地球进行观测，雷达天线波束要照射到地面，存在严重的地杂波干扰；二是雷达随卫星一起运动，使杂波频率展宽，这使得通常的MTI中所用的对消技术来抑制杂波的效果不佳。应该说，由于雷达的运动，给杂波抑制技术提出了新课题。脉冲多普勒处理技术、相位中心偏置天线（Displaced Phase Center Antenna，DPCA）技术和空时自适应处理（Space-Time Adapitive Processing，STAP）技术等，都是针对空中运动目标雷达杂波抑制所提出的新技术。

对天基监视雷达的杂波进行抑制，首先要了解杂波频谱的具体情况。天基监视雷达与地面的几何关系如图1.3.3.12所示。杂波由3个部分组成，即主瓣（也称主波瓣、主波束）杂波、副瓣（也称副波瓣、旁瓣）杂波和高度线杂波。

雷达天线主波瓣照射到地面产生的杂波称为主瓣杂波，雷达天线副波瓣照射到地面产生的杂波称为副瓣杂波，星下点方向产生的杂波称为高度线杂波。

由图1.3.3.12所示的几何关系可以得到

式中， v _r 为波瓣轴线方向的径向速度； v _SBR 为卫星速度； α 为卫星速度矢量与雷达波瓣轴线间的夹角； θ _Azi 为天线波瓣指向方位角； φ _Dep 为天线指向俯仰角。波瓣轴线方向上回波信号的多普勒频率为设天线主瓣波瓣宽度为Δ α ，则有

式中， l 为天线孔径尺寸； λ 为雷达信号波长。

在天线波瓣宽度方向上（即 方向上），对应的径向速度为

在天线波瓣宽度上边缘方向上（即 方向上），对应的径向速度为

此方向上回波信号的多普勒频率为

在天线波瓣宽度下边缘方向上（即 方向上），对应的径向速度为

此方向上回波信号的多普勒频率为

在天线波瓣宽度范围内，回波信号的多普勒频率变化为

一般天线波瓣宽度比较窄，即Δ α 是一个小角度值，因此

式（1.3.3.28）表示主瓣杂波频谱宽度为

由式（1.3.3.29）可见，由于卫星平台运动的结果，地杂波频谱不是一条直线，而被展宽了，其频谱与卫星速度 v _SBR 、天线波瓣宽度Δ α 成正比，与信号波长成反比，且与天线波瓣的指向角有关。

根据图1.3.3.12所示的几何关系可以计算主瓣杂波、副瓣杂波和高度线杂波的频率。由式（1.3.3.21）可知主瓣杂波的频率为

式中， α 为天线主瓣轴线与卫星速度矢量间的夹角。

当 α =90°时即为高度线杂波，其频率为

即高度线杂波的多普勒频率为0，位于星下点方向。

由于天线副瓣分布很广，所以副瓣杂波的频率分布也很宽。这里只考虑下半球空间，即 α =0到 α =π的范围，则副瓣杂波的频率范围为

当目标回波信号的频率落在主瓣杂波频率范围内时，由于主瓣杂波很强，目标无法被检测到，因此存在目标最小可检测速度（Minimum Detectable Velocity，MDV）问题。

把式（1.3.3.22）代入式（1.3.3.29），有

当 α =90°时，主瓣杂波频谱宽度最大，以此来定义最小可检测速度，即

则最小可检测速度与雷达速度成正比，与天线孔径尺寸成反比。

上述讨论是以3dB波瓣宽考虑问题的，有时为了可靠起见，是以天线主波瓣零点之间的波瓣宽度来讨论最小可检测速度问题的。天线波瓣图如图1.3.3.13所示。

主波瓣零点之间的宽度等于2倍的3dB点间的波瓣宽度，即Δ α ₀ =2Δ α ，则有

则此时的最小可检测速度为

7.干扰（ECM）与抗干扰（ECCM）

为了对抗天基监视雷达的侦察和监视，电子干扰是有效的手段。天基监视雷达视野开阔，观测距离远，观测范围广，又不受地平线的限制，这是天基监视雷达的长处，但从预防干扰的角度看，天基监视雷达又处于不利的地位，原因在于以下几点。

（1）卫星的位置可预测，干扰机容易跟踪卫星，并能把其发射天线直接对准卫星。

（2）干扰机发射的干扰信号仅有单程传播衰减，天基监视雷达接收到的干扰信号功率与距离的平方成反比；而雷达接收到的回波信号有双程传播衰减，接收到的回波信号功率与距离的4次方成反比。因此，对于观测距离甚远的天基监视雷达，干扰信号处于有利地位。

（3）尽管雷达的天线波瓣很窄，但由于卫星的轨道高度很高，天线波瓣在地面上的脚印仍然很大，这意味着干扰机更易于处在天线的主瓣内。当然，由于天线的副瓣范围很广，干扰从天线副瓣进入的可能性更大。所以，在设计天基监视雷达时，要充分考虑抗干扰措施，既要对抗从天线主瓣进入的干扰，也要对抗从天线副瓣进入的干扰。

1）对天基监视雷达的干扰

在现代电子战中，电子干扰技术的种类很多。常用于对雷达干扰的技术有宽带噪声干扰、窄带噪声干扰、欺骗性干扰等。

（1）宽带噪声干扰通常是覆盖整个雷达工作频带、以噪声波形调制的射频干扰信号，其作用是占据雷达的整个工作频带，使其无法对目标进行检测。因此，这种干扰也称为阻塞式噪声干扰。

（2）窄带噪声干扰是作用于雷达瞬时带宽的信号，一般干扰信号带宽为10～20MHz。

（3）欺骗性干扰包括距离欺骗干扰、速度欺骗干扰和角度欺骗干扰。

①距离欺骗干扰即通常所说的应答式干扰，干扰机接收到雷达的照射信号，将其放大，并加以最小的延时后发射给雷达。若雷达接收到的干扰信号的电平比目标回波信号大10～20dB，则干扰信号就会占据距离门并加以拖引，即干扰信号逐渐加大延时，使跟踪距离门发生改变，这种技术称为距离门拖引。工作于转发方式的干扰机，保证与虚假距离的目标保持必要的脉间相参，从而对脉冲多普勒雷达进行有效干扰。

②速度欺骗干扰如上述距离欺骗干扰一样，对脉冲多普勒雷达进行干扰。干扰也是以转发方式进行的，干扰机接收到雷达的照射信号，开始不加任何调制，放大后发射给雷达。雷达接收到的干扰信号比目标回波信号大10～20dB，占据速度门。接下来，干扰机对接收到的信号加以频率调制，附加上多普勒频移，以不断变化的多普勒频率拖引速度门改变，使其离开目标，锁定在杂波或停止干扰，使雷达重新进入截获状态。这种干扰通常称为速度门拖引。距离门拖引与速度门拖引要协调一致，使干扰效果逼真。

③角度欺骗干扰最主要的目的是破坏雷达对目标的角度跟踪。跟踪雷达有两种：一种是圆锥扫描雷达，另一种是单脉冲雷达。对圆锥扫描雷达有效的干扰方式是倒相干扰，干扰机接收到雷达信号后倒相（即产生180°相移），再放大后发射出去。由于倒相，雷达接收后就会偏离所跟踪的目标。这种干扰对圆锥扫描雷达很有效。

单脉冲雷达不需要利用接收信号的幅度调制就能确定目标方向。由于测向不依赖于信号的幅度信息，使得对单脉冲雷达的干扰变得困难。但也有一些手段对抗单脉冲雷达，如利用飞行器作大的空间机动、利用相参干扰、利用极化干扰等。

相参干扰是由多部（至少两部）空间上分开的干扰机进行干扰。干扰信号将破坏雷达接收机中信号的幅度和相位关系，进而使跟踪功能失效。

2）干扰的效果

电子干扰可以从雷达天线的主瓣进入，也可从天线的副瓣进入。强的干扰信号可使雷达接收机饱和，使之无法接收目标回波信号，强的干扰信号也使雷达跟踪回路不能正确进行工作。干扰会产生互调信号，引起虚假检测。

宽带噪声干扰将会覆盖信号处理器中的所有多普勒滤波器，以致无法对目标回波信号进行检测。从副瓣进入的干扰虽然可以用副瓣对消的办法进行抑制，但如果副瓣干扰的数量多于副瓣对消通道的路数，那么将引起过载，没有对消的干扰就会起作用。距离虚假目标可使解距离模糊功能过载，产生虚假目标。速度门拖引可破坏雷达跟踪功能，使雷达产生错误的跟踪或重新处于截获状态。距离门拖引同样会破坏雷达正确的跟踪状态。

干扰信号若要对雷达起干扰作用，则需要达到一定的功率水平，一般要比目标回波信号大10～20dB。在分析干扰性能时，要计算干信比（Jam-to-Signal Ratio，JSR），即计算加于雷达天线上的干扰信号功率和雷达天线上接收到的目标回波信号功率的比值。目标回波信号功率可用雷达方程进行计算。对于一般脉冲雷达，目标回波信号功率由下式给出，即

式中， P _t 为雷达脉冲功率； G _t 为雷达天线发射增益； G _r 为雷达天线接收增益； λ 为信号波长； σ 为目标RCS； R _t 为目标至雷达距离。

式（1.3.3.37）是雷达方程的通用表达式，现在把它写成便于说明与干扰有关的形式，即

天线增益与天线面积的关系为

式中， A 为天线面积； λ 为信号波长； G 为天线增益。考虑接收天线，则有

把式（1.3.3.39）代入式（1.3.3.38），则有

在式（1.3.3.40）中，右边第一项表示目标处的功率密度，至第二项表示照射到目标上的功率并由目标反射，至第三项表示由目标所反射的功率在雷达处的功率密度，至第四项表示雷达天线所接收到的目标反射功率。

干扰机对雷达进行干扰时，雷达接收到的干扰信号功率是

式中， P _j 为干扰机的发射功率； G _jt 为干扰机发射天线增益； R _j 为干扰机至雷达距离。

由上面讨论可以看出，雷达接收到的目标回波信号功率与 成反比，而雷达接收到的干扰信号功率与 成反比。

如果雷达接收到的干扰信号是由干扰机转发发射的，那么雷达接收到的干扰信号功率为

式中， A _jr 为干扰机接收天线面积； G _j 为干扰机的放大系数； G _jt 为干扰机发射天线增益。

雷达发射信号被干扰机的天线接收，经干扰机放大后，一般要加某种调制，如加上多普勒频移，再转发出去，以对雷达形成干扰。

对于脉冲多普勒雷达，其工作过程是对 N 个脉冲进行相参积累，计算目标回波信号功率的方程为

式中： P _av 为平均发射功率。

要对脉冲多普勒雷达进行欺骗性干扰，也只能以相参脉冲信号进行。因此，要计算干扰信号功率，可以利用前面所述的有关公式，所要考虑的差别是脉冲功率要改为平均功率。

3）抗干扰技术

抗干扰的目的是在存在电子干扰的情况下，能使雷达正常执行任务。这就需要采用必要的技术措施，对电子干扰进行抑制，使雷达在存在电子干扰的背景下能够正常工作。

针对各种干扰都有相应的措施与其对抗。对于天基监视雷达，下面介绍几种有效的抗干扰技术。

（1）频率捷变技术。这种技术不仅能对付慢调谐窄带噪声干扰，而且也能对付应答式干扰，是比较有效的一种抗干扰技术。它的工作方式是雷达具有较宽的工作频带，每个雷达重复周期中都发射不同频率的信号，其变化规律一般是随机的。这种措施带来的效果是，干扰机只是工作在窄带噪声下是无效的。因为当干扰机按照当前雷达的工作频率发射干扰信号到雷达时，雷达已工作在另一个频率上了，没有对雷达构成干扰，而当干扰机再调到新的频率上时，雷达工作频率又变了。这样一来干扰机一直处在被动状态，且一直慢一拍，不能对雷达构成威胁。为了能够有效地干扰雷达，干扰机必须加大带宽，变成覆盖整个雷达工作频带的宽带干扰信号，但这样一来使得干扰信号在特定频点上的功率降低，即抗干扰得益。

式中， g 为抗干扰得益；Δ F 为雷达工作带宽；Δ f 为雷达瞬时带宽。

如果雷达工作带宽为300MHz，瞬时带宽为3MHz，那么频率捷变带来的得益是20dB。如果雷达是工作在相参状态下的脉冲多普勒雷达，那么它的处理方式是以一帧为一个处理单元，而且帧内含有 N 个相参脉冲（ N =32，64，128，…）。这样一来脉间不能捷变频，只能帧间变频。

（2）副瓣消隐技术。雷达天线的副瓣分布范围很广，干扰从天线副瓣进入的可能性很大，抗副瓣干扰的技术之一是副瓣消隐。这种方法要求除雷达天线之外，需要增加一个辅助天线及和雷达接收通道相同的辅助接收通道，如图1.3.3.14所示。辅助天线比雷达天线小，其波瓣较宽，覆盖了雷达天线的副瓣范围，其增益略高于雷达天线的副瓣增益，但是远低于雷达天线的主瓣增益，如图1.3.3.15所示。雷达接收通道和辅助接收通道中的接收机和信号处理器要完全一样，以保证进入两个通道的信号在处理时不会产生偏差。

副瓣消隐的处理过程是： S _M 是由主天线进入的信号， S _A 是由辅助天线进入的信号，它们分别经过接收机和信号处理器后，进入判断逻辑处理。先对两路信号进行比较，并形成差信号，即

当Δ S ≥0时，表示信号 S _M 是由主天线的主瓣进入的，判决后的输出信号进入后面的处理环节。

当Δ S ＜0时，表示信号 S _M 是由主天线的副瓣进入的，判决后不再产生输出信号，这样就有效地抑制了由天线副瓣进入的干扰信号。

（3）副瓣对消技术。这种方法与副瓣消隐一样，要有一个辅助天线，辅助天线的中心与主天线是分开的，其波瓣图覆盖主天线的副瓣，参见图1.3.3.15。辅助天线具有与主天线相同的接收通道。副瓣对消简化方框图如图1.3.3.16所示。

在非线性处理之前，辅助通道中的信号与主通道中的信号进行相关处理，得到一个控制信号。用此信号去控制辅助通道信号的加权系数，使与主通道中的干扰信号幅度相等、相位相反的信号加到对消器中，对消从副瓣进来的干扰信号。它相当于在主天线的波瓣上，在有干扰的方向上产生一个零值凹口。

如果在副瓣范围内产生多个干扰，那么就需要有多个图1.3.3.16所示的对消环路来对消干扰。

（4）空时自适应处理（STAP）技术。这是一种先进的处理方式。它是一种把自适应天线处理和自适应多普勒处理结合起来的处理方式，所以称为空时自适应处理。它能有效地抑制杂波、噪声干扰和应答式干扰。

先讨论自适应天线处理。能适应自适应处理的天线，应该是自动调整每个天线单元的幅度和相位的相控阵天线，天线的波瓣形状取决于天线孔径上信号幅度和相位分布。因此，相控阵天线可产生自适应的波瓣，在杂波、有源干扰和无源干扰方向上产生凹口，以抑制这些有害的信号，使它们不能进入雷达形成干扰。这实际上是视天线为空间滤波器。自适应天线处理是根据阵列天线的单元接收到的信号，以最大化的信号与杂波+干扰的比值作为优化准则，计算每个单元的幅度和相位加权值。

自适应处理依靠自适应多普勒滤波器，通过控制滤波处理的加权，在多普勒频谱上产生最大的信号杂波比，通过在杂波的多普勒频率处产生的零值凹口实现的，这个零值凹口是自适应的。如果要抑制多个不同多普勒频率的杂波，则应形成多个零值凹口。另外，零值凹口的宽窄可变，以适应杂波情况。

将自适应天线（空间）处理和自适应多普勒（时间）处理结合起来，就是空时自适应处理。一个典型的空时自适应处理的简化方框图如图1.3.3.17所示。天线阵的每个天线单元具有单独的接收通道，对其输出采样值自适应加权求和形成滤波器，只有有用的目标信号通过，抑制干扰和杂波。处理过程是：对于每个可分辨的距离单元，将在每个相干处理间隔内获得的采样值集中到一个矩阵中，由该矩阵计算自适应加权值，以构成能让潜在的目标信号通过且抑制杂波和干扰的滤波器，然后对采样值加权并求和。

如果一个具有 N 个天线单元的相控阵天线，每个单元具有处理 K 个脉冲的抽头延迟线，抽头之间的 K -1个延时都等于脉冲重复周期， K 个周期构成一个相干处理间隔，那么在每个距离分辨单元有 N × K 个输出。通过适当的算法处理，产生加权值 W _NK ，即最大化信号/（杂波+干扰）所必需的 N × K 个自适应加权值。实际算法是对每个相干处理间隔内获得采样值矩阵求逆，即得到自适应加权值，如图1.3.3.18所示。

8.平台运动补偿

由于卫星平台的运动使主瓣杂波频谱展宽，因而对低速目标检测有了限制，由式（1.3.3.36），设 λ =0.1m， l =50m， v _SBR =7000m/s，可算出最小可检测速度MDV=28m/s。这对探测地面运动目标而言，显然是太大。如果天线孔径不是50m，而是更小一些，MDV会更大。解决的办法是采取技术措施，补偿因平台运动带来的影响。可以利用的补偿技术有STAP技术和DPCA技术，它们能够克服由于平台运动导致的主瓣杂波频谱展宽，使MDV减至最小。STAP的工作过程前面已经进行了讨论，而DPCA技术的基本概念是：当雷达工作时，平台向前运动，使工作的天线孔径向后移，即利用天线相位中心转移的办法，使天线孔径相对稳定，便于采用杂波对消技术，克服主瓣杂波频谱展宽的影响。有关DPCA技术、STAP技术抑制杂波问题，在后面的章节中将进行详细讨论。

1.3.4　技术难题与系统组成

1.技术难题

天基雷达特别是能够检测到空中飞行动目标的天基监视雷达，是当今世界上研制难度最大的雷达。在诸多困难中，最关键的是天线和信号处理。

1）天线

有关天线问题将在后面的章节中进行详细论述，这里从系统角度加以说明。雷达的探测性能最根本的是取决于雷达平均功率孔径积 在太空轨道上运行的卫星，是依靠太阳能帆板取得初级能源的。由于条件限制，初级能源功率很有限，能有20～30kW已经是相当高的水平了。但天基监视雷达的威力要求很大，例如，平台轨道高度是1000km的低轨卫星，雷达要实现对全球的监视，其作用距离至少要有2000km。在雷达发射功率很有限的情况下，要实现上千千米的作用距离，途径之一是加大天线面积。有的天基监视雷达方案设想中，天线要有300m长、3m宽，近千平方米的面积，如图1.3.4.1所示。这么大的天线就是在地基雷达中也是不容易做到的，更何况是发射到太空。首先遇到的问题是如何把天线的质量降下来。天基监视雷达天线的首选方案是有源相控阵天线，当今先进水平的有源相控阵天线，每平方米的质量是20kg，按1000m ² 计算就是20t。这个质量太大了，对用火箭发射可能是无法实现的。要使天线适合天基监视雷达的情况，单位面积的质量要下降一个数量级以上，即每平方米2kg以下，这需要有创新性的办法才能实现。薄膜充气天线是个办法，但是，用什么材料的薄膜能经受300℃的温度变化，也是一个难题。用在天基监视雷达有源相控阵天线中的T/R组件，也不是现在的长条形结构，也应该是薄膜的。这种T/R组件制作起来，也会有很多工艺问题要解决。另外，巨大的天线在由运载火箭送上轨道时处在收拢的状态，入轨以后再展开，如何展开，而且是对天线阵平整度有严格要求的展开，这也是棘手的难题。总之，如果要依靠加大天线阵面积解决天基监视雷达的远距离探测问题，那么将有一系列的技术难题需要突破。

这里顺便讨论一下双基地雷达方式，它有望解决天基监视雷达的探测问题。

天基监视雷达的双基地工作方式，在预定的卫星轨道上发射，接收可以是比发射轨道低的卫星，也可以是有人驾驶的飞机或无人机，如图1.3.4.2所示。双基地雷达和单基地雷达的不同之处如下。

（1）发射天线和接收天线的孔径尺寸是不同的。

（2）发射站到目标的距离 R _T 和接收站到目标的距离 R _R 是不一样的。

（3）观察空间要同步，而且在观察区的发射波瓣照射区域，接收波瓣照射要与之匹配，以充分利用照射能量。

双基地雷达工作于搜索状态下的方程为

式中， 为发射的平均功率； A _R 为接收天线的面积； L 为雷达系统的损耗因子； S _min 为识别系数，即检测所需要的最小信噪比； Ω 为搜索的空间立体角； t _s 为搜索 Ω 空间所需的时间； R _T 为发射站到目标的距离； R _R 为接收站到目标的距离。

上述雷达方程不难由工作在相参状态下的雷达方程推导出。在单基地雷达状态下， R = R _T = R _R 。在双基地雷达状态下，由于接收站比发射站更接近目标，使对目标的探测变得容易。这里定义双基地雷达改善因子 I _B 为

式中， A _R 为接收天线的面积； A _T 为发射天线的面积； R _T 为发射站到目标的距离； R _R 为接收站到目标的距离。

下面以卫星作为发射站，以无人机作为接收站，计算双基地工作方式的得益。假设发射天线的面积为200m ² ，接收天线的面积为4m ² ，卫星的轨道高度为500km、1000km、5000km、10 000km四种情况，计算结果如图1.3.4.3所示。

由上述分析可见，双基地雷达工作方式是解决天基监视雷达探测问题的途径之一。但是，与单基地雷达相比，双基地雷达系统比较复杂，本书的第10章将对双基地雷达进行进一步的分析。

2）信号处理

信号处理是天基监视雷达的另一个技术难题，这主要是由天基监视雷达所处的特殊环境所决定的。天基监视雷达要在强杂波背景和复杂的电磁环境下探测，目标回波信号是微弱的，因此天基监视雷达信号处理的作用是抑制杂波和干扰、实现可靠的目标检测。通常所需要的杂波中可见度（Sub_Clutter Visibility，SCV）为50dB以上。

高速运动的雷达平台会产生两个严重的问题：一是杂波频谱的多普勒扩散，杂波频谱展宽，无法用MTI技术对消杂波；二是在信号积累周期内，目标距离有明显的变化，降低了MTI的改善因子。有效解决上述两个问题、确保对目标的检测是信号处理的根本任务。

为了有良好的距离分辨率，天基监视雷达的信号形式不应是简单的脉冲信号，而应该是具有较宽带宽的脉冲压缩形式信号。因此，在信号处理过程中，不仅要进行脉冲多普勒处理，而且还要进行脉冲压缩处理。两者结合，给信号处理带来一定复杂程度。有关信号处理问题，在后面的章节中将进行详细论述，下面简要加以说明。

图1.3.4.4所示为具有两个通道的信号处理方框图，它具有DPCA功能，用以解决杂波频谱展宽问题。

图1.3.4.5所示为3个通道的信号处理方框图，这不仅能完成杂波抑制，还具有精确测角的单脉冲功能。

由于接收天线相位中心是分开的，因此单脉冲是以相位单脉冲方式实现的。第一个DPCA形成第一个相位单脉冲通道，第二个DPCA形成第二个相位单脉冲通道，这两个单脉冲通道的复数信号之比含有角度信息。

图中非相参积累功能是用于脉冲多普勒处理后非相参脉冲的积累，以进一步提高信杂比。非相参积累要考虑的问题是要补偿由于平台运动和目标运动引起的距离变化，以实现积累获益的最佳化。

在图1.3.4.5所示的信号处理方框图中，还具有ECCM功能，辅助天线是用于实现副瓣消隐或副瓣对消的。

上述两种信号处理方案，都以DPCA实现杂波抑制。本质上DPCA处理是两个通道的STAP，是STAP的特例。更理想的信号处理，应该是采用多通道的STAP方式。

2.系统组成

天基监视雷达系统应该是一部数字化的雷达，其组成方框图如图1.3.4.6所示。

雷达系统主要组成部分有有源相控阵天线、光纤传输链、雷达控制器、数字波束形成、信号处理及数据处理等。

有源相控阵天线中最主要的是数字/微波T/R组件，其组成如图1.3.4.7所示。和常规的模拟式T/R组件不同，有源相控阵天线的输入信号和输出信号全部是数字控制信号和数字回波信号。由雷达控制器输出的数字控制信号，实现对雷达信号的波形控制、幅度控制和相位控制。

光纤传输链传输的内容有数字波形及其控制数据、本振及时钟信号， N 个通道数字接收机输出信号。用光纤传输信号的好处是插入损耗十分低，另外一个好处是解决了电磁兼容问题。

数字波束形成技术是相控阵天线多波束形成的一项新技术。相控阵天线多波束形成以往是用模拟的办法，即用硬件形成波束，可在高频形成也可在中频形成，是用固定移相器的方法形成多波束。要形成几个波束，每个天线单元（或子阵）的输出就分成几路，接以按多波束形成要求的固定移相器，再将对应每个波束的固定移相器输出相加，形成各个波束，如图1.3.4.8所示。多波束可在中频形成，在中频以抽头延迟线形成多波束，如图1.3.4.9所示。

用模拟（硬件）办法形成多波束存在一些缺点。如果要形成比较多的波束，那么硬件增加很多，也比较复杂，测试和调整都会有一定困难。多波束一旦形成，波束指向、波束间的间隔、相邻波束相交电平、波束形状等都不能变，无法实现自适应控制。

近年来出现了数字波束形成技术。计算机技术和大规模集成电路技术的进步，使得数字波束形成技术得以实现。这种技术有很多优点，诸如可以形成多个独立可控制的波束，不存在因硬件过多而过于复杂的限制；波束特性由加权矢量控制，灵活多变，便于实现自适应波束形成；天线具有较好的自校正和低副瓣能力；便于实现STAP等。

数字波束形成的处理过程是：首先将天线阵中的每个天线单元收到的信号进行混频、中频放大和正交相位检波，变成正交视频信号，经A/D转换变为数字量，再作进一步处理。这个处理过程是多路进行的，要保持各通道间相对的幅度和相位关系不变，因此对本振信号间有严格的相位要求。数字波束形成系统的组成如图1.3.4.10所示。

对数字波束形成的原理说明如下。数字/微波T/R组件输出经A/D转换后的正交视频数字量 I _s 和 Q _s ，包含了天线单元输出信号的幅度信息和相位信息，幅度 U _s 和相位 φ _s 分别为

在阵列天线上要形成特定指向的波束，则要在阵列上形成垂直于此方向的等相位面。因此，对信号相位要进行控制。在数字信号中，对其进行复加权可以获得需要的相位控制。

设复权值为

信号为

将信号乘以复权值后，即可得到移相后的信号 U _θ ，即

式（1.3.4.7）是一个天线单元移相后的信号。若在天线孔径上得到一个线性变化的等相位面，则不同天线的复权值的相位应是线性变化的。这样一来，各天线单元的输出信号经加权处理后再相加，就形成一个特定指向的波束。

要完成式（1.3.4.7）的复数乘法运算，需要进行4次实数乘法和两次实数加法，即完成一个天线单元信号的相位加权。

将每个天线单元输出分为 N 路，分别按所需的波束指向进行相位加权处理，再分别相加，从而得到 N 个波束。 HKpDgZu/e/C1E7WvJHKNBaFMU2uyp7BSxCMqwCM6mpxqQ0kZi9pwPXHYl5i2bhBk