1.7 通信信号软件处理方法

本节将介绍通信信号软件处理方法，内容包括软件无线电的定义、中频软件无线电实现、信道化处理、基站软件无线电接收机和软件无线电采样技术。

1.7.1 软件无线电的定义

近些年来，随着数字信号处理器和现场可编程门阵列器件性能的不断提高，移动通信系统越来越多地使用这些器件来增加系统的灵和活性和改善性能。软件无线电（Software Radio，SR）的关键技术包括：

（1）宽频段DAC和ADC转换器的使用，将数字化处理（数字/模拟转换和模拟/数字转换）部分尽量靠近天线。

（2）将尽可能多的功能定义到软件中（或者使用可编程硬件），用于代替传统的模拟电子元器件。

（3）在软件中实现中频（IF）、基带和比特流处理功能。

（4）在规范型的SR或者架构灵活的无线电中，硬件是简单的由软件定义的功能。

在移动设备和基站中，软件无线电技术都需要1000MIPS的运算性能。到目前为止，还没有实现真正意义下的软件无线电系统。而目前所采用的主要的策略是用数字信号处理代替模拟信号处理，以实现数字无线电的前端。在SR中，数字处理单元可以替换的两个最重要的模拟单元就是下变频（混频）器和信道滤波器。

SR最主要的优点就是可编程性，通过从通信基站上下载合适的软件就可以使移动手机既可以工作于GSM也可以工作于CDMA模式。而在几年前，需要使用不同的模拟硬件来实现两种标准和天线接口。

显然现在的大多数手机都是数字化的，可是很多数字组件都是工作在基带，以实现如回声对消、语音编码和均衡等功能。因此，数字手机或者数字无线电都与SR不同。

1.7.2 中频软件无线电实现

IF软件无线电的结构如图1.38所示。到目前为止，SR只是将部分波段进行数字化实现，并不是将射频的全波段数字化，取而代之的是，将射频（RF）变频至IF，并且在IF上使用数字化的SR处理方式来折中实现。

到目前为止，ADC与DAC仍不能在保证低硬件开销的情况下实现对射频信号的采样。所以，目前大多是对IF采样而不是对RF采样。

使用传统的模拟混频技术产生IF信号，RF镜像滤波器用来去除解调和/或下变频频段附近的镜像频率。将频率f _LO 与f _GSM 频段混频到f _IF ，即

同时，镜像频率f _image =f _LO +f _GSM 也会向下混频到f _IF 。

为了简化硬件设计和降低成本，希望以固定速率采样模拟信号。但是，沿通信信号处理链进一步向下，数字信号处理的各个处理过程、与符号速率相关的问题，以及芯片速率等都要求采用不同的采样率。因此，在SR系统中，可变频率采样也是一个非常重要的问题，通过自适应数字信号处理可以实现这种可变频率的采样策略。

1.7.3 信道化处理

信道化处理是选择所需信息传输通道的过程。信道化包括了所有产生基带信号的必要过程，如下变频、带通滤波和解扩频等。对于一个移动终端而言，要求只选择一个用户，而一个基站要求选择和解码多个用户的信息。

考虑一个能数字化5MHz带宽的数字前端，如图1.39所示。这将由25个200kHz的GSM信道，或者单个5MHz的UMTS信道组成。在每一个200kHz的GSM信道中，一个以上的用户将被基带处理过程选择。

以GSM为例，按照上面的说明，不同的信道具有100dB甚至更大的动态范围。一个移动终端只要求抽取一个信道，因此一个200kHz带宽的数字前端就足够。另一方面，基站要求抽取所有的信道，因此需要5MHz的带宽，以及一组数字滤波器对每个200kHz的信道进行带通滤波，显然这要求快速的数字滤波器。对于多信道的情况，可能需要使用有效的滤波器组实现，如多相滤波器。

1.7.4 基站软件无线电接收机

基站软件无线电接收机的原理如图1.40所示。在基站SR接收机中，抽取多信道的过程是一个基本的要求。由于信道存在某些共性，因此就可以有效地建立数字信号处理过程，如通过多相子带滤波器就可以高效地实现滤波器组。

最后的阶段是提取（I路和Q路）数据信号，并根据所使用的天线接口，执行各种DSP函数来完成对语音解码、解交叉和解扩等。显然，这个系统中的通道化是在数字域实现的。如果需要的话，可以进行重新配置。

ADC是一个具有特定性能要求的宽带器件，阻塞信号和期望信号的频率分配如图1.41所示。GSM标准对ADC的性能要求为：如果一个阻塞信号的功率为P _b ，一个期望信号的功率为P _d ，前者比后者高85dB，当阻塞信号与期望信号在频带上的间隔为0.8~1.6MHz时，接收机应该有能力忽略这个阻塞信号，期望信号的带宽为B _W 。

变换器的满量程必须能够无删剪地转化高能量的信道。因此选择满量程的范围为

在这里假定信号是高斯信号，并且这种选择意味着它将剪掉5%的时间。ADC的位数是b，因此步长q=V _max /2 ^b-1 。

期望带宽内量化噪声的功率为

选择 ，那么 Q _N =(32P _B B _W )/(3f _S 2 ^2b )。代入下列参数，通道间隔1.6MHz，采样频率f _S 为6.4MHz，所要求的最小信道信噪比20dB，因此可以知道需要17位分辨率的ADC。一旦加入了非线性的影响和抖动等，所要求的分辨率更需要19~20位。目前流行的ADC是15位、f _S =10MHz，或者12位、f _S =100MHz。

1.7.5 SR采样技术

基带采样定理要求f _S >2f _max ，f _max 为信号中最大的频率分量。下面给出几种采样方式下采样频率和信号频率的关系。

1.过采样

f _ovs =Rf _S ，即以f _S 的若干倍脉冲对信号采样，通过以数字方式执行部分抗混叠功能来降低模拟抗混叠的成本。

2.正交采样

将信号分为两个信号，一个为同相位，另一个为正交相位，即90°相移。然后使用两个采样器，它们工作在较低的采样频率f _S /2上。此时，使用了两倍的硬件，但是采样速度减半。

3.带通采样

满足f _S >2f _b 的要求，其中f _b =f _high -f _low ，且满足f _max =f _high 。

以低于f _max 的速率采样，仍然允许精确的信号重构，这样的信号是带限信号，也就是说，信号的镜像允许向下混叠到基带上。通常，奈奎斯特定理适用于采样任何信号，与采样一个音频信号的方式完全相同。

因此，在2000MHz的载频信号上采样一个5MHz带宽的信号，如果采用基带策略，即f _S ≥2f _max ，则要求ADC以高于4000MHz的速率采样。

注 ：带通采样定理，假定5MHz带宽落在N×5MHz和（N+1）×5MHz的范围内，就可以使用低到10MHz的采样频率；如果不是这样，则可以使用稍微高一点的采样频率。然而，为了避免使用昂贵的模拟RF滤波器，可能需要使用一些过采样技术，把采样频率提高到2~8倍之间。已经存在许多接近移动通信RF采样的实现方法。例如，以MHz频率和14 位的分辨率进行采样。然而，这些系统非常昂贵，普遍使用多路复用技来达到这样高的采样频率。

1.7.6 直接数字下变频

考虑采样一个60~70kHz之间的带限信号，其采样频率为f _S =20kHz，如图1.42所示。如果该信号具有合适的带限特性，则输出信号将在基带频率上混叠出相同的形状。

下变频到基带是通过选择复制基带混叠实现的。对于成功的带通滤波，很明显需要f _low ~f _high 的频段落入下面的范围内：

此处k为一个整数，并且不跨过两个f _S /2的混叠带，如图1.43(a)的10kHz带宽信号。以f _S =20kHz采样上述信号，得到如图1.43(b)所示的输出。

这次，60kHz以下与以上的频率分量混叠到基带中相同的频率上，因此带通采样失败。

1.7.7 带通采样失败的解决

现在考虑采样一个介于55~65kHz之间的带限信号，以f _S =20kHz采样。如果这个信号具有合适的带限特性，那么输出信号将混叠，但是55~60kHz和60~65kHz的频谱都会出现在0~5kHz的范围内。

对于成功的带通滤波，如图1.44所示，很明显需要将f _low ~f _high 之间的频段落入下面的范围内：

此处k为一个整数，并且不跨越两个f _S ／2的混叠带。

下面给出带通采样频率的计算公式。为了确保带通采样将全部带通频率保留为基带上的特定频率，需要：

此处k为一个整数，且满足：

带通采样可以用来将一个射频RF或中频IF的通带信号转换成基带信号，如图1.45所示，即

如果选择最大的k以得到最低的采样频率值，即k=6，则f _S 的取值范围为21.67≤f _S ≤22，在此选择f _S =22kHz，得到带限信号的频谱如图1.46所示。因此，采样率略微高于2f _b 。通常情况下，为了简化模拟带通滤波器，采样频率可以是3倍或者更高。