2.10　阻抗性传感器的集成接口电路

所谓阻抗性传感器是指传感器的基本元件是阻抗器件，即电阻、电容、电感或它们的某种组合，而被测量则基于某种原理改变了阻抗值的大小，如电容传感器，可以由传感器两个极板的距离、面积或之间的介质等发生改变而引起容值的改变；又如温度、压力或光强等的改变而导致热电阻或热敏电阻、压敏电阻、光敏等传感器电阻的变化。

2.10.1　电容数字转换器（CDC）AD7747

ADI公司推出的电容数字转换器（CDC）AD7747能够提高精度（24 位分辨率）并且提供完整的片内模拟功能，同时降低了设计难度和外部元件成本，比传统的多芯片解决方案降低了65%的成本，从而扩展了传统电容传感器的应用。

由于环境的变化会改变传感器参数，但AD7747是软件可配置的，从而不需要多种客户产品型号和昂贵的硬件重配置，并且减轻了质量管理和库存管理。软件可设置的输出数据传输速率可以在 5～90 Hz之间变化。以 16.6 Hz输出数据速率工作，可以同时抑制 50 Hz或60 Hz的工频信号。AD7747的功能方框图如图2-22所示。

CDC AD7747将24 bit分辨率、5 aF（10 -18 ）/ 低噪声及低功耗（1 ma最大值）和全系列片内模拟功能相结合。包括以下功能。

（1）CDC特性。

采用单芯片解决方案的新标准可与单一或差分接地式传感器接口。

分辨率：最低20 aF（即最高19.5 bit ENOB）。

高精度：10 fF。

高线性度：0.01%。

输入范围：±8 pF。

输出数据速率：5～90 Hz。

输出数据速率为16.6 SPS时，可以同时抑制50 Hz和60 Hz的信号。

（2）片内温度传感器。

分辨率：0.1℃。

精确度：±2℃。

（3）电压输入通道。

内部时钟振荡器。

2线（与I 2 C兼容）串行接口。

（4）电源：2.7～5.25 V单电源工作模式；功耗为0.7 mA。

（5）工作温度范围：-40～125℃。

（6）封装形式：16引脚的TSSOP封装。

这些功能的结合非常适合于要求以最小的功耗和印制电路板（PCB）面积实现高精度的工业过程控制、汽车电子设备及医学应用。

AD7747的引脚图如图2-23所示，其引脚说明如表2-4所示。

AD7747应用设计如下。

（1）串行接口。

AD7747具有两条与I 2 C兼容的串口线，即时钟线SCL和数据线SDA，这两条线用来传输所有的地址、控制和数据信息。SDA线用于传输数据，同时SCL线作为数据发送器和接收器。I 2 C串行接口有主从模式之分，把启动数据传输信息的设备叫作主机，而把应答这个信息的设备叫作从机。

AD7747总线控制遵循着一定的协议。首先主机启动数据传输，在 SDA脉冲从高电平向低电平转换时，通过设置一个START位，同时SCL保持高电平时发出数据传输信号，其中这个START位由7位地址和R/W位组成。

与总线相连的外围设备都要响应此 START位，并在 START位后开始进行移位操作，进行高位在前的传输，识别传输地址的外围设备将数据线拉成低电平并持续 9个主时钟周期，这种操作被叫作应答信号。此时，其他外围设备从总线中撤走并保持空闲状态，而只有在 GENERAL CALL时例外（具体介绍见下文）。在空闲状态时，此器件监控 SDA和SCL，等待 START位的设置和地址的设置。R/W 位用来决定数据传输的方向。起始位的LSB是逻辑0表示主机将寻址外围设备，此时AD7747是从接收器；而起始位的LSB是逻辑 1表示主机从外围地址设备中读取数据，此时 AD7747是从接收器。在所有的情况下，AD7747的I 2 C接口都工作于标准的从模式。I 2 C总线传输顺序如图2-24所示。

AD7747的起始位是0x90时表示写操作，而0x91时表示读操作。

（2）写操作。

当写操作被选择后，地址寄存器位将位于起始位后，并指向AD7747的内部寄存器。地址指针被AD7747自动下载到地址寄存器中，在地址指针后有一停止位、重复位或主机的其他数据位。

数据位被定义为当SDA由低电平向高电平转换，同时SCL保持高电平时的状态时。当遇到停止位时，AD7747将进入空闲状态，同时地址指针将被复位成0x00。

当在地址指针寄存器后有数据位被传输时，AD7747将把此数据位下载到地址指针所指的寄存器中，并发送一个应答信号，自增地址指针将自动增一，指向下一个内部寄存器地址，这样，下一个数据将被存放在下一个寄存器中。

如果在地址指针字节之后遇到重复起始条件，则所有与总线相连的外围设备都将重复刚启动起始位时的操作，即重复刚启动起始位时的操作。当主机发送停止位时，它将放弃对总线的控制，而由其他主机控制。所以如果让主机一直控制总线，则必须使其遇到连续的起始位或重复位。AD7747的写操作顺序如图2-2所示。

（3）读操作。

当 READ在起始位被选择后，AD7747将把地址指针指向的寄存器的数据传送到 SDA线上，这时由主机控制时钟，AD7747等待应答信号。

当AD7747从主机接到一个应答信号后，地址指针将自动加1指向下一个寄存器，并将此寄存器的数据传输到 SDA线上。如果没有收到主机的应答信号，AD7747将进入空闲状态，而且地址指针不加1。

地址指针的自动加1功能使AD7747数据块可以从开始的地址写或读到下一个地址，用户可以访问不同的寄存器而不需要修改地址指针寄存器的值，而地址寄存器中的内容是不能被读的。读操作顺序如图2-25所示。

如果地址指针出现错误或用户想让地址指针自动增加并跳过某一寄存器，可根据以下步骤操作（见图2-25）。

① 在读模式状态下，AD7747不断将内部不同寄存器的值读出，直到主机遇到开始或停止位。当在一个读操作结束时遇到一个停止位时，自动加1地址指针寄存器的内容将被复位，即指向状态寄存器的地址 0x00，这时允许读状态寄存器中的内容，而不需要常规的先向地址指针中写入数据。

② 在写模式状态下，AD7747不会将无效地址的数据写入其寄存器中，但 AD7747会发出一个应答信号。

（4）全体呼叫。

当主机发出的从机地址是8个0（7位数据位为0，而且第8位R/W位也被设置为0）时，这个地址是全体呼叫地址，也就是呼叫所有与I 2 C线相连的仪器。AD7747将应答这个地址呼叫并开始读接下来的数据位。

（5）复位操作。

为了使AD7747复位但不影响I 2 C总线的状态，需要一个外加复位器，这时将用一个特殊的地址指针字作为控制字，来复位此器件并上传默认设置。复位命令地址字是0xBF。

（6）AD7747典型应用电路。

图2-26所示为AD7747典型应用电路。

2.10.2　电容传感器的集成接口电路AD7745

AD7745是AD公司生产的高分辨率、低功耗的电容数字转换器。该芯片性能稳定，操作方便，可以和多种电容传感器一起开发各种实际产品。AD7745具有以下主要特点。

（1）电容数字转换器。

● 具有单端电容探测器或者差分式电容探测器接口。

● 分辨率为4 aF；精度为4 fF；线性度为0.01%。

● 在普通模式下，电容高达17 pF。

● 可测量电容范围：-4～4 pF。

● 可容忍高达60 pF对地的寄生电容。

● 更新速率：10～90 SPS。

（2）片上温度传感器。

● 分辨率为0.1℃；精确度为±2℃。

● 电压输入通道。

● 内部时钟振荡器。

（3）两线串行接口（与I 2 C兼容）。

（4）电源：2.7～5.25 V单电源供电。

AD7745的核心是一个高精度转换器，由1个二阶调制器和1个三阶数字滤波器构成。AD7745可以配置成一个电容数字转换器（CDC），也可以配置成一个经典的模数转换器（ADC）。除了转换器外，AD7745集成了一个多路复用器、一个激励源和电容数模转换器（CAPDAC）作为电容的输入、一个温度传感器、一个时钟发生器、一个控制校正逻辑及I 2 C接口。AD7745的功能框图如图2-27所示。下面对图中的主要部分进行功能说明。

（1）∑-△调制器。

∑-△调制器是 AD7745的核心，它是将模拟信号转换成数字信号的器件，其工作原理是：被测的电容连接在CDC激励输出（EXCA或EXCB）与∑-△调制器输入（VIN（+））之间，在1个转换周期，一个方波激励信号（从EXCA或EXCB输出）加到被测电容上，∑-△调制器连续采样经过的电荷。数字滤波器处理∑-△调制器的输出，数据经数字滤波器输出，经过校正，由I 2 C串行接口将数据输出。

（2）电容数模转换器（CAPDAC）。

电容数模转换器（CAPDAC）可以被理解成一个负电容直接内部连接到 CIN引脚。在AD7745中有两个 CAPDAC，一个连接到CIN1（+），另一个连接到 CIN1（-），如图2-28所示。输入电容， C Y （差分模式下）与输出数据（DATA）之间的关系如下：

DATA ≈（ C x -CAPDAC（+））-（ C Y -CAPDAC（-））

电容数模转换器可以用来对被测电容的输入范围编程，通过设置 CAPDAC（+）和CAPDAC（-）的值，可以改变被测电容的范围，如在单端模式下，将 CAPDAC设置成±4 pF，被测电容的变化范围成了0～8 pF。

（3）温度传感器。

AD7745使用1个片上晶体管测量芯片内部的温度，芯片的温度变换将影响晶体管的电压Δ V BE ，∑-△调制器将Δ V BE 转变成数字信号，最终的输出线性于温度的变化。由于AD7745的功耗很低，因此它自身产生的热量很少（在 V DD =5 V时，温升小于0.5℃），被测电容探测器的温度可以认为和AD7745的温度相同，因此，AD7745内部的温度传感器可以用作系统的传感器。也就是说，整个系统的温漂补偿可以基于片内的温度传感器，而不需要片外器件。

（4）IC串行接口。

AC7745支持 I 2 C兼容 2线串行接口，I 2 C总线上的两根线是 SCL（时钟）和 SDA（数据），所有的地址、控制和数据信息都通过这两根线进行传输。

AD7745的引脚排列如图2-29所示。各引脚功能描述如下。

● SCL：I 2 C串行时钟输入。

● RDY：逻辑输出。当该引脚信号的下降沿到来时，表示在已经使能的通道转换已经完成，同时新的数据已经到达该通道。

● EXCA，EXCB：CDC激励输出。被测电容接在EXC引脚和CIN引脚之间。

● REFIN（+），REFIN（-）：差分参考电压输入。

● CIN1（-）：在差分模式下，CDC的负电容输入；在单端模式下，该引脚内部断开。

● CIN1（+）：在差分模式下，CDC的正电容输入；在单端模式下，CDC的电容输入。

● NC：空引脚。

● VIN（+），VIN（-）：ADC的差分电压输入。此引脚同时连接外部温度探测二极管。

● GND：接地端。

● VDD：电源端，2.7～5.25 V单电源供电。

● SDA：双向I 2 C串行数据线。

AD7745有两种测量工作模式。

（1）差分模式。

当被测电容传感器是差分式电容传感器时，其连接方法如图2-30所示，差分电容探测器的正电容输入连接到CIN1（+），负电容输入连接到CIN1（-）。通过I 2 C接口将AD7745中的电容设置寄存器（Cap Setup register）中的CAPDIF位设置为1。

（2）单端模式。

当被测电容传感器是单端电容传感器时，其连接方法如图2-31所示。可以通过设定CAPDAC（+）的值调整被测电容传感器的输出范围。

电容传感器的种类很多，总体可以分为改变极板之距离的极距型传感器、改变极板遮盖面积的面积型传感器、改变电介质之介电常数的介质型传感器。

图2-32给出了一个测量湿度的实例。根据极板间介质的介电常数随湿度而改变的差分式电容传感器，将差分式电容传感器的正负电容输出分别接到 AD7745的 CIN1（+）和CINI（-）引脚。然后将AD7745接到3 V/5 V电压上，将AD7745的输出通过I 2 C总线接到主机控制器，SCL和SDA要接10kΩ的上拉电阻。主机控制器选择P89C668，因为该MCU具有I 2 C接口和UART串口。

2.10.3　线性位移差分变压器（LVDT）的集成接口电路

线性位移差分变压器是一种电感式位移传感器，所以又有差动变压器、位移传感器和线性传感器等名称，应用十分广泛。但以往采用分立元件设计 LVDT的接口电路，十分复杂，还很难保证测量精度。

AD698是美国Analog Devices公司生产的单片式线性位移差分变压器（LVDT）信号调理系统—集成接口芯片。AD698与LVDT配合，能够高精确性和高再现性地将LVDT的机械位移转换成单极性或双极性的直流电压。AD698具有所有必不可少的电路功能，只要增加几个外接无源元件来确定激磁频率和增益，就能把 LVDT的次级输出信号按比例地转换成直流信号。

AD698具有如下特点。

（1）AD698提供了用单片电路来调理 LVDT信号的完整解决方案，它含有内部晶振和参考电压源，只需附加极少量的无源元件就可以实现位置的机械变量到直流电压的转换，并且无须校准。其单极性或双极性直流电压输出正比于LVDT的位移变化。

（2）AD698能够适用于多个不同类型的LVDT。因为AD698的输入电压、输出电压及频率适应范围都很宽，其电路的优化设计，使得它与任何类型的 LVDT配合使用都能获得理想效果。

（3）驱动LVDT的激磁信号频率为 20 Hz～20 kHz，它取决于AD698的一个外接电容器。AD698的输出电压有效值达24 V，能够直接驱动LVDT的一次侧激磁线圈，LVDT的二次侧输出电压有效值可以低于100 mV。

（4）振荡器的幅值随温度变化不会影响电路的整体性能。AD698计算一次侧电压与二次侧电压的比值以确定位置和方向，不需要调整。

（5）只要电源不过载，一个 AD698可以串联或并联驱动多个 LVDT。其激励输出具有热保护功能。

（6）在简单的机电伺服回路设计中，可以将AD698作为一个积分环节来处理。

AD698与LVDT的连接LVDT是一种机械-电子传感器，其输入是磁芯的机械移动，输出是与磁芯位置成正比的交流电压信号。LVDT由一个一次侧线圈和两个二次侧线圈组成。一次侧线圈由外部参考正弦波信号源激励，两个二次侧线圈反向串联。活动磁芯的移动可改变线圈之间的耦合磁通，从而产生两个幅值不同的交流电压信号。串联二次侧线圈的输出电压随着磁芯移离中心位置而升高，通过测量输出电压的相位可以判断磁芯移动的方向。

AD698与LVDT连接的功能框图如图2-33所示。

AD698的工作原理：AD698用一个正弦波函数振荡器和功率放大器来驱动 LVDT，并用两个同步解调级来对一次侧和二次侧电压进行解码，解码器决定了输出电压与输入驱动电压的比例（MB）。滤波级和放大器可按比例调整输出结果。振荡器中包含一个多谐振荡器，该多谐振荡器产生一个三角波，并经过正弦波发生器得到一个低失真的正弦波。正弦波的频率和幅值由一个电阻器和一个电容器决定，输出频率在20 Hz～20 kHz可调，输出有效幅值在2～24 V可调。总谐波失真的典型值是50 dB。

AD698同步解调输入幅值 A （一次侧线圈侧）和一个固定的参考输入 B （一次侧线圈侧或固定输入）。早期解决方案的共同问题是驱动振荡器幅值的任何漂移都会直接导致输出增益的错误。AD698通过计算 LVDT输出与输入激励的比例消除了所有的偏移影响，从而避免了这些错误。AD698不同于AD598型的LVDT信号调理器，因为它实现了一个不同的电路传递函数，并且不要求LVDT二次侧线圈（ A + B ）是一个随行程长度而定的常量。

AD698的输入包括两个独立的同步解调通道 A 和 B 。 B 通道用来监测驱动LVDT的激励信号， A 通道的作用与之相同，但是它的比较器引脚是单独引出来的。因为在LVDT处于零位时， A 通道可能达到 0 V，所以 A 通道解调器通常由一次侧电压（ B 通道）触发。另外，可能还需要一个相位补偿网络给 A 通道增加一个相位超前或滞后量，以此来补偿LVDT一次侧对二次侧的相位偏移（见图2-34）。

一旦两个通道信号被解调和滤波后，再通过一个除法电路来计算比例，除法器的输出是一个矩形波信号。当 A / B 等于 1时，矩形波的占空比为 100%。输出放大器测量500 μA的参考电流并把它转化成一个电压值。当 I REF =500 μA时，其传递函数如下：

V OUT = I REF × A / B × R 2

AD698单电源供电时的外围电路如图2-35所示。外部无源元件的参数设置包括激励信号的频率和有效幅值、AD698输入信号的频率和比例因子（V/inch）。另外，还有一些可选择的特性，如零位偏移补偿、滤波、信号综合等，这些功能可以通过另外一些外围元器件来实现。外围元器件及其参数大小应适合任何符合AD698输入/输出标准的LVDT。下面就以最为常用的单电源供电方式为例，说明元器件选择及其参数设置的主要步骤。

（1）选择激励信号频率来决定 C 1 。

C 1 =35 μFHz/ f EXCITATION

（2）依据激励信号 V EXC 的电压幅值来决定 R 1 。通常，当 V EXC ≥24 V时，10 Ω≤ R 1 ≤100 Ω；12 V≤ V EXC ≤24 V时，0.1 kΩ≤ R 1 ≤l kΩ；5 V≤ V EXC ≤12 V 时，1 kΩ≤ R 1 ≤10 kΩ；0 V ≤ V EXC ≤5 V时，10 kΩ≤ R 1 ≤100 kΩ。

（3） C 2 、 C 3 和 C 4 是AD698位置测量系统所要求带宽 f SUBSYSTEM 的函数，原则上，它们的电容值应该相等，即 C 2 = C 3 = C 4 =10-4 FHz/ f SUBSYSTEM 。

例如，系统要求带宽为250 Hz，则 C 2 = C 3 = C 4 =10 FHz/250 Hz=0.4 μF。

（4） R 2 用来设定AD698的增益和满量程时的输出范围，计算 R 2 需要以下相关参数。

① LVDT的敏感度 S 。它的值可以在生产厂家目录手册中查到，单位是 V/V/mile。其物理意义是每英寸的位移每伏特的输入对应的电压输出伏特。

② LVDT的磁芯从零位到满量程的位移 d 。在 S 和 d 确定后， R 2 的计算公式如下： R 2 = V OUT /( S × d ×500 μA)其中， V out 是相对于参考信号（引脚21）的输出。

（5） R 3 、 R 4 可实现正、负输出电压补偿调节。如果不需要补偿调节， R 3 、 R 4 应被开路。其阻值可由下述公式推算得出：

式中， V OS 是正或负输出电压补偿值。

（6） R 5 + R 6 ≤ V PS /100 μA。

（7） R 5 上的压降必须大于 2+10 kΩ[1.2 V/( R 4 +2 kΩ)+250 μA]+ V OUT /4 R 2 ，由此可推算出 R 5 的阻值。再根据第（6）条的限制选择一个中间值。

（8）C5是旁路电容器，其值在0.1～1 μF之间。

2.10.4　压阻传感器集成接口电路MAX1450

MAX1450压阻传感器集成接口电路（信号调理器）用于优化压阻式传感器的校准和温度补偿。它包括一个用于传感器激励的可调电流源和一个 3位可编程增益放大器（PGA）。利用外部调整电阻、电位器或数模转换器（DAC），MAX1450可以补偿硅压阻式传感器的偏移量、跨度（FSO）、偏移量随温度的变化、跨度随温度的变化系数和非线性，典型总误差与传感器固有的可重复误差差距在1%以内。

MAX1450可以补偿那些由单温度点确定相邻误差分布的传感器，使之成为低廉价位、中等精度场合应用的理想选择。它用于通用的压阻式传感器，也可用于其他电阻型传感器，如应变仪等。

MAX1450具有如下特性：

● 1%精度的传感器信号调理；

● 利用外部调整电阻、电位器或DAC设置的系数修正传感器误差；

● 补偿偏移量、偏移量随温度的变化、FSO、跨度随温度的变化（FSOTC）和非线性；

● 满摆幅输出；

● 传感器激励可编程电流源；

● 信号通道建立时间短（<1 ms）；

● 接受从10～30 mV/V的传感器输出信号；

● 全模拟信号通道。

MAX1450采用20引脚SSOP封装，单+5 V电源供电，芯片引脚排列如图2-36所示，引脚说明列于表2-5中。图2-37给出了MAX1450的内部功能框图。

MAX1450内部信号通道功能框图如图2-38所示，它主要由三位增益可编程仪用放大器PGA、求和单元、从差动输入到单端输出的单位增益缓冲器三级组成，另外芯片内部集成有可调节激励电流源。PGA的增益可数字控制，按数字值 A2、A1、A0大小增益设置为 39、65、…、195、221倍（000对应 39，111对应221），步进26倍，其共模抑制比高达90 dB，差分输入电平可低至±10～±30 mV；失调电压、失调温度补偿电压及其符号由外部施加的模拟信号控制，经求和单元后由单位增益缓冲器输出。片内电流源输出电流大小主要由外接于引脚FSOTRIM的电压及接于引脚ISRC与VSS间的电阻确定，在0.1～2 mA可调节，用于驱动外部传感器桥。

（1）求和节点。

模拟信号通道的第二级包括一个对偏移量、偏移量温度补偿、PGA输出求和的节点。在 PGA输出上叠加或减去偏移量电压（ V OFFSET ）和偏移量温度补偿电压（ V OFFTC ）取决于它们相应的符号位—偏移量符号（SOFF）和偏移量温度补偿符号（SOTC）。 V OFFSET 和 V OFFTC 的幅值可以从 V SS 到 V DD 。

（2）输出缓冲。

模拟信号通道的最后一级由一个单位增益的缓冲器组成。当拉电流或灌电流为 1.0 mA时，该缓冲器输出范围可达到与 V SS 和 V DD 相差250 mV之内；空载时，可达到与电源电压相差50 mV之内。

（3）电桥驱动。

图2-39给出了 MAX1450的电桥驱动电路。FSOTRIM 上的电压与 R ISRC 配合设定 I ISRC ，电流 I ISRC 进而决定满跨度输出范围FSO（传感器术语，示意图见图2-40）。此外 I ISRC 还受到外部电阻元件 R STC 和可选的电阻 R LIN 的部分调制。RSTC反馈部分经缓冲的电桥激励电压（ V BBUF ），该反馈当温度变化时调整电桥激励电流，用于补偿 FSO随温度的变化。通过可选电阻 R LIN 反馈至电流源参考节点，部分输出电压，用于修正非线性误差。

（4）补偿流程。

以下补偿流程假定实现的压力变送器的电源电压为+5 V，输出电压与电源电压成比例（见按比例输出结构部分）。所需偏移电压（ P MIN 处的 V OUT ）为 0.5 V，FSO电压（ V OUT （ P MAX ）- V OUT （ P MIN ）为4 V；因此满幅（FS）输出电压（ P MAX 处的 V OUT ）为4.5 V。该流程最少需两个测试压力点（如零和满幅）、两个温度。典型补偿流程如下：

① 系数初始化；

② 跨度FSO校准；

③ 跨度FSO温度补偿；

④ 偏移量温度补偿；

⑤ 偏移量校准；

⑥ 线性度校准（可选）。

（5）系数初始化。

选择适当的电阻值和 PGA增益可防止 PGA和电桥电流源明显过载。该值由传感器特性决定、需要知道若干传感器特征数据。这些数据可从传感器制造商得到。若无法得到，可通过在两个温度点、两个压力点对传感器测量估计产生。

注意，此估计法所得电阻值和 PGA增益只代表了一个起始点，最终补偿变送器采用的值应该是有所不同的。所需的传感器数据见表2-6，要获取的参数值见选取 R ISRC 部分。

（6）选取 R ISRC 。

R ISRC 连接在 I SRC 与 V SS 之间，用来设定传感器激励电流。以下式确定的标称值作为起始值选择一个电位器：

R ISRC ≈13× R b( T 1) ≈13×5 kΩ=65 kΩ

这里， R b( T 1) 为传感器在 T 1（通常为+25℃）温度下的输入阻抗。

表2-7给出了补偿元件（值）的说明。

（7）选取 R STC 。

R STC 连接在BBUF与ISRC之间，用于补偿跨度FSO的温度变化。以下式确定的标称值作为起始值选择一个电位器：

该近似值能够很好地适合大量生产的、微机械加工方法制造的硅压阻式传感器（PRT）。如果 R STC 得出负值，代表传感器不具备预期的那种特性，如果不额外增加相应的外部辅助电路，则MAX1450无法对其补偿。

（8）PGA增益设定。

采用以下公式计算理想增益，并从表2-8中选取最接近的增益设置。

传感器的满跨度输出FSO可由下式推出：

SensorFSO= S × V BDRIVE × Δ P

=1.5mV/Vpsi × 2.5 V ×10psi

=0.0375 V

这里， S 为在 T 1 温度下的传感器灵敏度， V BDRIVE 为传感器的激励电压（初始值为2.5 V），Δ P 为最大压力差。

这里，OUTFSO是校准需要实现的变送器满跨度输出电压范围 FSO，SensorFSO为在 T 1 温度下传感器的满跨度输出。

（9）确定OFFTC初值。

一般来说，由于偏移量随温度的变化将在后续步骤中补偿，开始的 OFFTC可以设为0。然而，偏移量温度变化过大的传感器需要在一开始就设置偏移量温度系数粗调值，以防止在补偿过程中随着温度增长出现 PGA饱和。如果偏移量温度变化大于满跨度输出范围FSO的 10%，则必须粗调设置初步的偏移量温度变化补偿。若必须采用偏移量温度变化修正粗调，可采用以下公式：

其近似值为：

这里，OTC是传感器偏移量温度变化占FSO的百万分率（ppm），Δ T 是以℃为单位的工作温度范围，OTC校准是偏移量温度变化补偿电阻串的分压比。当 OTC校准为正时，SOTC与V DD 连接；为负时，SOTC与V SS 连接。

利用下式选择偏移量温度变化补偿电阻分压器（R OTC A、R OTCB ，见图2-41）：

式中，500 kΩ≥（ R OTCA + R OTCB ）≥100 kΩ。选取 R OTCB =100 kΩ， R OTCA =20 kΩ。

（10）传递函数。

以下传递函数（不包含线性修正）可用于数据建模和改进补偿算法：

式中： 其中，AA为电流源增益。

（11）FSO校准。

在室温下，通过把传感器激励到满跨度输出实现变送器的满跨度输出FSO校准。

① 在+25℃（或 T 1 ）下，设定 V FSOTRIM 为2.5 V。调整 R ISRC 直到 V BBUF =2.5 V。

② 调整 V OFFSET 直到室温偏移电压达到0.5 V（见偏移量校准部分）。

③ 测量满跨度输出（被测 V FSO ）。

④ 利用下式计算 V BIDEAL （℃）

注意，若 V BIDEAL （25℃）超出了电桥电压的允许波动范围（ V SS +1.3 V～ V DD -1.3 V），应重新调整PGA增益设定。若 V BIDEAL （25℃）太低，则应逐步减少PGA增益设定并返回到第一步。若 V BIDEAL （25℃）太高，应逐步增加PGA增益设定并返回到第一步。

⑤ 设定 V FSOTRIM = V BIDEAL （25℃）。调整 R ISRC 直到 V BBUF = V BIDEAL （25℃）。

⑥ 重新调整 V OFFSET 直到偏移电压达到0.5 V（见偏移量校准部分）。

（12）FSO温度补偿。

通过连接BBUF和ISRC的电阻（ R STC ）修正线性的FSO温度变化。 R STC 的阻值与传感器相关，依赖于所需修正的变化量。但对于大多数硅PRT， R STC 的典型值约为100 kΩ。

以下流程将实现FSO温度变化补偿的校准。

① 在 T 2 温度测量满跨度输出。

② 利用FSO校准中第四步的公式确定 V BIDEAL （ T 2 ）。在 T 2 温度下，调整RISRC直到 V BBUF= V BIDEAL（ T 2）。

③ 不要调整 V OFFSET 或 V OFFTC 。

偏移量温度变化补偿的校准将 BBUF和 V SS 之间的一个电阻分压器的中间节点接至OFFTC。 V BBUF 经分压后馈入OFFTC，由SOTC选择其适当的极性（指定在PGA输出上叠加或减去 V OFFTC ）。

偏移量温度变化补偿的校准流程如下。

① 在 T 2 温度下重新测量在 V OUT 上的偏移量。

② 利用下式确定 V OFFTC （ T 2 ）的幅值，随后调整 R OTCA 。若 V OFFTC 为负，则 SOTC与 V SS 连接；若 V OFFTC 为正，则SOTC与V DD 连接。在OTC校准之后，输出可能饱和，需在偏移量校准中修正该状态。在大多数场合下，当前 OFFTC为零。然而，若进行了 OFFTC粗调，则在下式中必须引入该系数。

这里“当前OFFTC”为OFFTC引脚上的电压。

注意， V OFFTC 的幅值与 PGA的增益直接成正比。因此，在完成偏移量温度系数校准之后，若改变了PGA增益，需重新校准偏移量温度系数。

（13）偏移量校准。

利用OFFSET引脚上的电压（SOFF确定 V OFFSET 的极性）可以校准偏移量。该电压由在 V DD 与 V SS 间的电阻分压器（见图2-41中的 R OFFA 和 R OFFB ）产生。校准偏移量时，设定 V OFFSET 为零，并在室温下读取最小压力输入。若输出电压 V OFFZERO 大于0.5 V，SOFF与 V DD 连接或悬空；若输出电压小于 0.5 V，SOFF与 V SS 连接。调整 V OFFSET 直到 V OUT =0.5 V。

注意， V OFFSET 的幅值与PGA的增益直接成正比。因此，在完成了偏移量校准之后，若改变PGA增益，则需重新校准偏移量。

（14）线性补偿（可选）。

利用反馈到ISRC上的输出电压（ V OUT ）调整电流源可以修正压力线性度。测试压力时电桥电流保持不变则无法影响到传感器的线性。在电桥电流保持不变时测试压力（如增加压力）输出电压的非线性，采用压力线性修正使其输出线性化。

由于要求的系统变量测量精度很难达到要求，对上述传递函数进行线性修正的方法不实用。此处采用了简单的经验方法。图2-42给出了未补偿的硅压阻式传感器（PRT）的压力线性误差。该误差的幅值通常在FSO的1%以内。

图2-42中的 A 、 B 、 C 、 D 、 E 、 F 曲线表示减少 R LIN 的阻值时线性误差修正相应的增加程度。修正压力线性误差时，利用下式确定 R LIN 的适当范围：

式中， S ( p )是灵敏度线性误差，表示为相对于最佳直连拟合线（BSLF）值的百分率。理想条件下，补偿温度变化时应将该可调电阻断开。若无法实现，可将其设置为最大值。

首先测量未修正误差的幅值（ R LIN =最大值），然后选择 R LIN 为任意值（约为最大值的50%）。测量新的线性误差值，建立一个线性修正程度与 R LIN 的线性关系。

注意，必须在温度补偿完成之后，方可进行压力线性修正。线性修正后，FSO和OFFSET需稍作调整。若不需要压力线性修正，可去掉 R LIN 。

（15）按比例输出结构。

按比例输出结构提供了一个与电源电压成比例的输出。采用比例A/D转换器时，可产生一个与电源电压无关的压力数值。大多数汽车和许多工业场合需要按比例输出。MAX1450设计只需最少的外部元件即可提供高性能的按比例输出（见图2-41）。

下面是传感器刻度补偿的例子。

对传感器进行刻度补偿的要求包括将传感器特有的性能转换为规范化的输出曲线。表2-9给出了MAX1450的能效示例。

此例是将一个重复性良好的、初始偏移量和FSO分别为30 mV和37.5 mV的压阻式传感器转变为偏移量为 0.5 V、FSO为 4.0 V、经补偿的变送器（利用 MAX1450）。其温度误差减至±1% FSO左右，而原偏移量和FSO的温度变化约为-17%和-35%。图2-43分别给出了未补偿的传感器输出和经温度补偿的变送器输出。

2.10.5　数字化可编程信号调理芯片PGA309

PGA309是 TI公司的一款数字化可编程信号调理芯片（见图2-44），主要用于电阻桥式压力传感器，将微弱的传感器桥路信号放大输出。图2-45是PGA309的内部功能模块图，其中主要包括以下几个模块。

（1）传感器输入信号放大模块。

通过一个增益可调的仪表放大器和两个随温度调节的 DAC，将压力传感器桥路的信号进行放大，并驱动输出 V OUT 。仪表放大器实现输入信号的第一级放大（粗调）和噪声抑制，增益可调范围为 4～128倍，同时利用了一个16位的DAC来进行零位温漂的补偿，零位DAC的输出是根据温度传感器测量到的温度值，通过查表获取相应系数计算得到的；第二级增益调整利用另一个 16位的DAC来完成，该 DAC的输出同样根据温度值查表计算得到，其输出使增益可调范围为0.3333～1，因为采用了l6位的分辨率，使得这一环节的调节达到较高的精度，因此第二级也称为增益精调，同样这里也对温度漂移进行了补偿；第三级放大部分也是驱动输出通道，增益可调范围为 2～9倍。整个放大电路的增益可调范围为 2.7～1l52倍，并完成了对传感器输出信号的温度补偿。

（2）温度测量模块。

利用内部的温度传感器，或者外接的测温元件，将表征温度的电压信号送给内部的ADC，实现温度的测量。利用温度值进行查表，将得到预先标定好的线性分段的温度补偿系数值，用于控制零位DAC和增益DAC的输出。

（3）故障检测模块。

故障检测模块包括两部分。第一部分是传感器故障侦测单元，位于传感器信号输入口，主要是通过内部集成的9个比较器将输入信号与基准电压进行比较，进而判断出传感器的开路或短路状态，并在故障报警状态器中给予标识；第二部分是对增益放大后的输出信号进行侦测，当输出信号超出设定的实际可输出范围时，将对输出信号进行限制并报警。

（4）激励及线性化模块。

PGA309的激励通道，同时也是对传感器进行非线性补偿的过程。给传感器的激励信号，除了包括内部的参考电压，还综合了一定比例的输出反馈信号，其中反馈值的大小由一个7位DAC的输出决定。这种利用反馈达到非线性补偿的方案，可以有效地补偿传感器两阶非线性误差。

（5）数字接口模块。

PGA309包含两种类型的数字接口。其中一线制数字接口 PRG主要用于对内部寄存器的访问，通过与单片机或PC的连接，可以用于设定内部寄存器和工作状态；另一个数字接口是两线制数字接口，主要用于连接外部的 EEPROM，将寄存器、温度补偿用的系数等数据保存在外部的 EEPROM中，利用两线制接口对这些数据进行读取和编程。同时，这个两线制接口也可用于与单片机或PC连接。PGA309上电复位以后，首先利用温度ADC采样温度值，然后从外部 EEPROM的列表中查找相应的温度补偿系数，计算并调整零位 DAC和增益 DAC的输出，达到温度补偿的效果。增益放大后的输出信号，经反馈送给线性DAC，按一定比例与参考电压叠加，形成激励信号送给传感器。这一过程反复进行，保证了PGA309的正常工作。 DghVtY3PYtI+0D/rLFJKA2k5FCds447+nBHdOl3/mG38k+9qMusOTk3Mu0QQhlvU