2.2　第一代S/X双频段深空测控应答机

ESA第一代S/X频段DST是TAS-I为ESA的行星际任务，包括罗塞塔、火星快车和金星快车等深空任务开发的应答机 ^［5］ ，如图2-1所示。

S/X双频段DST与ESA地面站以及NASA深空网相互配合，同时完成以下三个功能：

（1）解调接收的S或X频段遥控指令并将解调的信号发送到数据管理系统（DMS）中处理；

（2）将来自DMS的遥测数据流调制并发射到地面站，可以工作在S频段或X频段或同时工作在两个频段；

（3）转发S或X频段的测距信号。

2.2.1　S/X双频段DST的结构

图2-2给出了S/X双频段DST的结构，其中F 1 为所谓的基本频率（约9.5MHz），它与选择的通信信道相关，F d 为由于多普勒和振荡器不稳定引起的频率漂移。图中三个主要的模块分别是接收部分（包括S和X频段前端部分）、S频段发射机和X频段发射机。接收部分基于数字结构实现，这种方案能够满足功能要求，而且相对于完全模拟的方案具有以下优势：

（1）可根据接收信号的功率和动态（如多普勒和多普勒变化率等）配置接收机（DSP算法）；

（2）能够容易地实现窄的环路带宽；

（3）包含了数据解调能力；

（4）利用容易匹配的滤波器结构实现数据速率的灵活性；

（5）根据大量应用的数字格式的遥控和遥测星务数据可以优化接口；

（6）应答机可对软件参数（如信号跟踪环路、检测门限）进行调整使得设计更加灵活。

S/X双频段DST的频率规划基于采样锁相环（SPLL）方法以及DDS的应用。当要求很高的倍频因子时，考虑大小和输出频谱纯度，这种结构的解决方案非常有效。此外，基于坐标旋转数字计算机（CORDIC）的DDS技术由于具备宽范围的跟踪功能而具有很好的灵活性。

应答机的接收端和发射端既可以同步到内部的温度补偿晶体振荡器上，也可以同步到外部高稳晶振（USO）的频率参考上。

接收机模拟部分完成信号下变频、滤波和放大功能为模数转换器（ADC）输入提供适当的电平，如图2-3所示。图中可见有两个不同的前端来满足上行链路工作在S频段和X频段的情况。

接收链路采用二次下变频的方案，且在二中频处（固定频率F 1 ）有短的环路。这种方案使得在第二次下变频时消除了多普勒的影响。

中频部分提供了一中频和二中频以及自动增益控制（AGC）功能，如图2-4所示。一中频和二中频电路在同一块电路板的两个不同部分实现。由于二中频的频率是采样频率（即4F 1 ）的四分之一，同相（I）支路和正交（Q）支路就可以通过以下方法来分隔：对于I支路将ADC输出乘以序列（＋1，0，-1，0，…），对于Q支路将ADC输出乘以序列（0，＋1，0，-1，…）。乘以0通过欠采样操作实现。载波跟踪利用DDS技术实现。由于Q支路与载波相位误差的正弦成正比，因此可用来估计相位噪声。载波的正交采样进行积累以降低采样率，因此可通过软件实现环路带宽设置。数字环路滤波器包括一个理想积分器，使得载波恢复环路能够跟踪频率偏移且没有稳态相位误差。

滤波器输出频率误差估计值将专用DDS的标称频率调整到（2/3）F 1 ＋F d /3。然后用DDS的输出同步相干本振（LO）以在二中频闭合载波恢复环路。

S/X双频段DST的核是利用数字模块实现的，数字模块包括以下主要模块，如图2-5所示：

（1）用于高速信号处理的专用集成电路（ASIC）；

（2）用于低速信号处理、应答机管理以及数据处理功能的简化指令集计算机（RISC）微处理器。

选择这样的硬件/软件分割使得在功能、算法和设计参数方面具有很大的灵活性。

S频段发射机由SPLL、下行遥测和测距的相位调制器以及功放组成，功放在双工器口的输出功率为5W。

下行链路S频段载波生成方案基于SPLL实现，如图2-6所示。SPLL利用由频率参考（内部TCXO或外部USO）提供的2F 1 信号以及位于数字模块内的专用DDS提供的（2/3）F 1 信号（非相干）或（2/3）F 1 ＋R s F d /3信号（相干模式）。环路的一个关键部分是采样相位检测器，它由阶跃恢复二极管和热载流子二极管组成，扮演混频器的功能。一个脉冲形成电路提供脉冲串到二极管门处，它产生输入频率等于14F 1 的谐波。混频器比较压控振荡器（VCO）频率240F 1 和谐波，生成2F 1 频率的谐波。2F 1 信号经过三倍频后路由到相位检测器并与来自DDS的信号进行比较。当环路锁定时，误差项使得VCO工作在理想的频率上。

X频段发射机的结构与S频段发射机类似，相应的输出功率最大为14dBm。

相干模式下，下行链路频率包括微处理器估计的上行链路多普勒F d 并将上行频率进行转发比变换。非相干模式下，下行链路频率是固定的，与航天器上的频率参考相干。

2.2.2　数字接收机工作

应答机数字信号处理（DSP）核及其与模拟发射机和接收机之间的接口如图2-7所示。

微处理器按照图2-8所示的状态图管理DSP操作，可以预期的工作情况如下：

（1）低输入电平：从-152dBm到-126dBm（航天器上捕获的载波扫描速率为20Hz/s）；

（2）高输入电平：≥-126dBm（航天器上捕获的载波扫描速率小于500Hz/s）。

相应地，接收机分别会自动设置成窄带或宽带模式以优化载波捕获和跟踪性能。接收机软件状态的概况如图2-8所示。

信号检测状态（S1）基于两个中心频率检测器（一个是窄带检测器，另一个是宽带检测器）和一个非相干AGC。这种结构的解决方案使得载波环带宽仅在载波落入环路牵引带（即载波位于中心频率检测器带宽内）时闭合。这种方法降低了虚警概率并且能够自动鉴别两种工作条件：低电平信号和高电平信号。当两个中心频率标志中的一个被激活时，进入相应的载波捕获状态。

在载波捕获状态（S2N/S2W），载波跟踪环和锁定检测算法工作，同时相干AGC工作。有一个最大时间以获得载波锁定条件，如果经历了这个时间载波还未锁定，则信号检测状态重新被初始化并重新开始信号检测。载波锁定之后，处理过程继续进入窄带/宽带副载波捕获状态（S3N/S3W）。这种状态下，副载波跟踪环和锁定检测算法工作。副载波跟踪环利用一个带硬限幅同相信道的二阶科斯塔斯环实现。当副载波锁定时，处理过程继续进入窄带/宽带信号跟踪状态；如果载波失锁，则进入窄带/宽带载波捕获状态。在窄带/宽带信号跟踪状态（S4N/S4W），载波和副载波跟踪环以及锁定条件验证算法工作，同时执行一个静噪算法以验证接收信号的质量。

由窄带向宽带配置转换以及与此相反的过程允许在载波跟踪过程中处理不同的信号功率强度以及动态。

2.2.3　转发功能

测距解调在数字部分内部实现。与载波频率混频后，一个积分清零滤波器（I/D）用来处理采样点。经过数模转换之后，采样点路由到测距视频电路，该电路由滤除直流偏移的高通滤波器、滤除非理想频谱分量（频谱镜像和畸变）的有源低通滤波器以及将信号同时路由至S频段和X频段下行链路调制器的阻抗分配器组成。为了简化硬件设计，测距信道并没有包括视频AGC（一般都在视频信道应用AGC）。但是在低信噪比时，通过适当调节包括下行链路调制指数在内的整个测距信道，可以获得相同的性能。

S/X双频段DST频率规划必须保证发射和接收信号的相干转发比以确保双向测距。DST结构是基于DDFS的，由于频率控制字量化的问题，其本身不能保证相干转发功能的实现。为了避免由于NCO控制字量化引起的频率误差，在载波环采样时间实现基带频率的抖动。此外，专用的信号处理用来补偿下行链路信号相位与其理想值的偏差。这种方法经过了深入的测试验证，详见文献 ［6］ 。

2.2.4　性能

表2-1归纳了S/X双频段深空测控应答机的主要性能。

表2-1　S/X双频段DST的主要性能指标 b9DImvqJ3URXbdg99wo3ljrbHxp2yM8lC5nse5w94ivZ2FVOBzFQGbNWqFrWVRoD

总体指标
质量	6.2kg
S频段上行链路频率范围（固定信道） S频段下行链路频率范围（固定信道） X频段上行链路频率范围（固定信道） X频段下行链路频率范围（固定信道） S频段转发比 X频段转发比	2025～2120MHz 2200～2300MHz 7145～7235MHz 8400～8500MHz 240/221 880/749
功耗	接收机：12W S频段发射机：24W X频段发射机：5W
总的频率稳定度	±3×10 -6
体积	254mm×185mm×160mm
接收机
调制格式	PM/BPSK/NRZ
遥控副载波频率	8/16kHz
遥控码速率（通过遥控选择）	7.8125～2000b/s（2 n 步进）
接收机噪声系数	S频段1.9dB；X频段2.1dB
载波捕获门限	-148dBm
载波捕获概率	99％
载波跟踪门限	-70～-152dBm
跟踪范围	最低电平下±400kHz
载波环带宽	窄带模式20Hz 宽带模式200Hz
解调损耗	＜2dB
发射机
调制格式	PM/BPSK/NRZ，PM/SP-L
下行链路调制指数	遥测和测距信道 均可通过遥控指令选择
输出功率	S频段：5W；X频段：最大14dBm
10Hz～100kHz频带内集成相位噪声	S频段：1°；X频段：3°
杂散和谐波	带内＜-50dBc，带外＜-60dBc
转发功能
测距信道带宽	2.4MHz
测距解调损耗	＜1dB
上行链路功率（残留载波）为-146dBm时相干模式下的阿伦方差	3.1×10 -11 @10s 4×10 -15 @1000s